D類(lèi)音頻功放電路已經(jīng)投入使用數十年了。 相對于更普遍的線(xiàn)性AB類(lèi)拓撲而言， D類(lèi)功放的效率更高，體積更小。
AB類(lèi)功放中，輸出電壓等于音箱和軌電壓之差，并且隨音頻信號變換。 所以，其電量損耗就是這個(gè)電壓和輸出電流的積。
因為典型的工作效率是30%， 所以AB類(lèi)輸出端通常需要有散熱器和風(fēng)扇， 特別是其功率超過(guò)50W的時(shí)候。
相反，在D類(lèi)功放中， 輸出設備的轉接和傳輸損耗占主導。 這些三極管(一般是工作在飽和狀態(tài)的功率MOSFETs)可以達到90%以上的工作效率。通過(guò)一個(gè)無(wú)源LC濾波器使電源級的軌至軌輸出平滑，從而復原音頻信號。
在許多便攜設備中，D類(lèi)耳機功放有助于延長(cháng)電池壽命和縮小設備的體積。 在高功率應用中， D類(lèi)拓撲可以縮小設備的體積、重量和成本(通過(guò)顯著(zhù)縮小或者取消散熱片)。
問(wèn)題，解決方案
某些電路的運轉會(huì )影響D類(lèi)音頻性能。其中比較顯著(zhù)的有:波形轉換的上升沿和下降沿的時(shí)間、高低級橋接的延遲差別、高低級傳輸間隔中的空載時(shí)間還有轉換時(shí)間的不穩定性。
上升沿和下降沿的時(shí)間由FET驅動(dòng)器的輸出電流的能力和FET的總的柵極電荷決定�？蛰d時(shí)間產(chǎn)生了一個(gè)取決于信號的增益錯誤，導致了輸出信號的變形。噪聲影響了FET的轉接時(shí)間，導致信號不穩定，從而影響了總諧波失真(THD)和音響效果。
為了降低THD和噪聲，一些半導體廠(chǎng)商(比如:International Rectifier)提供了固體驅動(dòng)器， 它能以±100V的電壓提供1A或者更高的柵極驅動(dòng)電流來(lái)驅動(dòng)半橋拓撲達到500W功率級，而這種設計只有8ohm的阻抗。
這些驅動(dòng)器可以包含在高低級轉接器間的最大20ns的激光微調吞吐量匹配的功能。
最近， 生產(chǎn)廠(chǎng)商開(kāi)發(fā)了一種驅動(dòng)器， 它采用可編程修正空載時(shí)間來(lái)同時(shí)解決THD的三個(gè)來(lái)源問(wèn)題:空載時(shí)間精度、延遲匹配和轉接不穩定度。對這些器件來(lái)說(shuō)，激光微調不但可以修正空載時(shí)間到幾個(gè)離散的時(shí)間區段，而且從根本上消除了對延遲匹配的需求。
驅動(dòng)器關(guān)掉一個(gè)FET之后，在它打開(kāi)相對的轉接器之前，通過(guò)一個(gè)強制編程的空載時(shí)間最大限度地降低了轉接信號的不穩定性。 在這期間，系統排除了那些可能會(huì )影響轉接時(shí)間的噪聲信號。
空載時(shí)間的可編程性讓用戶(hù)可以設定驅動(dòng)時(shí)間來(lái)滿(mǎn)足電路的橋FET的需求。對于給定的拓撲， 功放設計者為了盡可能地提高輸出功率， 不得不使用更大的橋FET，而這些橋FET的柵極總電荷也更大。對于給定的柵極驅動(dòng)電流，功放越大需要的空載時(shí)間也就越長(cháng)。
圖1:IC柵極驅動(dòng)器有益于簡(jiǎn)化D類(lèi)功放設計并且其THD+N性能指標達到了最優(yōu)的AB類(lèi)功放
最普遍客觀(guān)的功放性能評估就是THD-plus-noise (THD+N)測量。擁有上面提到的特征的D類(lèi)驅動(dòng)IC配合以謹慎的layout就會(huì )得到一個(gè)優(yōu)秀的THD+N指標。
這種驅動(dòng)器是一個(gè)400kHz的配有一個(gè)連接轉換節點(diǎn)的反饋路徑的自激振蕩設計。其THD+N指標相當于或優(yōu)于某些高端AB類(lèi)功放得到的最好成績(jì)。
故障保護
音頻功放設計的挑戰性問(wèn)題之一就是故障保護，特別是針對在系統安裝或再調試的過(guò)程中引起的輸出短路的過(guò)載(OC)條件。離散健全保護系統使用分區評分(scores of parts)，這樣可以節省板面空間但是卻會(huì )影響可靠性。如果希望它們在電路正常運行中保持聲透狀態(tài)的話(huà)，那就需要一定的附加工程量。
圖2:IC驅動(dòng)器提供了可配置的過(guò)載斷電保護，低壓斷電保護和一個(gè)浮動(dòng)的前端界面
通過(guò)同時(shí)在高級和低級轉接器里加入可編程過(guò)載保護，半橋驅動(dòng)器可以增強保護功能，加強聲透性，并且可以降低功放設計風(fēng)險和周期。
保護電路使用每個(gè)轉接器的RDS(on)作為電流感應單元。因此，只需再外加一些設計即可完成過(guò)載保護。圖3展示了過(guò)載保護的工作狀態(tài)。當過(guò)載發(fā)生時(shí)，輸出被中斷。輸出電感安全地釋放了它所存儲的能量并且輸出端電壓始終保持在0V。
UVLO(低壓斷電)是另外一個(gè)重要的保護特征。如果電源低于IC的最小工作電壓，它就無(wú)法驅動(dòng)柵極，這樣就在橋FETs里產(chǎn)生了直通電流。
在這些條件下，驅動(dòng)器的UVLO關(guān)閉兩個(gè)柵極。為了實(shí)現低壓保護，驅動(dòng)器IC通過(guò)VB和VS管腳來(lái)測知高端軌的柵極驅動(dòng)控制功率，對低端軌來(lái)說(shuō)則是通過(guò)VCC和COM管腳。
圖3:過(guò)載斷電保護(臨界特征)順利地為濾波器電感放電與此同時(shí)保證輸出零電壓
功放設計者可以通過(guò)CSD管腳來(lái)給驅動(dòng)器的錯誤響應編程。這個(gè)管腳提供5個(gè)功能:自回復定時(shí)器、斷電、鎖存保護、斷電狀態(tài)輸出和上電延遲定時(shí)器。
自回復定時(shí)器通過(guò)一個(gè)外部時(shí)間電容來(lái)設定斷電間隔，超出這個(gè)時(shí)間間隔，驅動(dòng)器會(huì )重新啟動(dòng)。這個(gè)功能還提供了一個(gè)上電延遲以便于在功放開(kāi)始驅動(dòng)音箱之前來(lái)穩定供電水平。
CSD腳可以作為一個(gè)遠程斷電信號輸入端。如果一個(gè)外部器件，例如一個(gè)開(kāi)漏微控制器的I/O管腳把CSD腳拉低，那么驅動(dòng)器就會(huì )關(guān)閉。一旦這個(gè)外部器件釋放了這個(gè)管腳，那么則有一個(gè)內部的電流源重新將外部的時(shí)間電容充電到之前的狀態(tài)。
故障保護鎖可以通過(guò)電阻和FET實(shí)現。它在驅動(dòng)器重啟之前需要一個(gè)明確的復位信號。只要在鎖存狀態(tài)電路里加一些設計就可以為鎖存電路增加一個(gè)故障狀態(tài)信號的輸出功能。
浮動(dòng)點(diǎn)控制
如果聲音的改善和集成的故障保護還不夠的話(huà)，今天的D類(lèi)驅動(dòng)器還提供了浮動(dòng)點(diǎn)控制輸入。這個(gè)結構大幅簡(jiǎn)化了功放和系統前端的交流。
這個(gè)IC突出了三個(gè)分離壓阱的特點(diǎn);其襯底作為低端軌的COM，高端軌對應VS，浮動(dòng)點(diǎn)輸入則對應于VSS。 控制電路可以以系統地端或者低軌為準。這個(gè)IC包含了五級移相器:三個(gè)通訊保護電路信號;兩個(gè)柵極驅動(dòng)信號。圖2展示了三個(gè)分離壓阱和5級移相器。
DirectFET的應用
在任何一個(gè)高頻系統里，低layout和低器件干擾是達到高性能的基礎。 DirectFET MOSFETs沒(méi)有導線(xiàn)接頭并且導線(xiàn)電感很小。
這種DirectFET器件降低了柵極和導電電路電感。小的柵極電路電感降低了轉接延遲。比較低的源漏封裝電感相比TO-220封裝產(chǎn)生了更大的dV/dt而EMI更小。 DirectFET封裝提供了低熱抗和雙面冷卻的好處，這樣就簡(jiǎn)化了熱學(xué)設計。
優(yōu)化轉接器的參數可以得到最大的工作效率。供電部分的大小和成本隨著(zhù)轉接頻率的提升而下降。在圖1中，一個(gè)單級雙元LC輸出濾波器給出了它在400kHz的結果。
實(shí)際應用中最好的MOSFET不一定要有最低的RDS(on)。頻率提高的時(shí)候，轉接損失成為了一個(gè)不可忽視的因素。因此，設計者一定要在總柵極電荷和RDS(on)之間找到一個(gè)最好的平衡。
圖1的結果還取決于低MOSFET封裝電感。這個(gè)120W，4OHM的設計既不需要散熱片也不需要風(fēng)扇。今天，針對D類(lèi)應用的MOSFETs兼容了高壓和高轉接頻率。 |
