音頻設計一直是大多數電子工程師熱衷的課題，在音頻設計中人們對完美的追求遠遠超過(guò)對成本的考慮。然而，最簡(jiǎn)單的電路有時(shí)可提供最佳性?xún)r(jià)比方案。雖然市場(chǎng)上眾多新的低功率揚聲器彰顯出向D類(lèi)音頻性能發(fā)展的趨勢，但就低成本、低失真和低噪聲而言，AB類(lèi)音頻性能仍然最有競爭力。
差分AB類(lèi)輸出
AB類(lèi)結構提供的信號與噪聲加失真比可能比D類(lèi)好達十倍。它的結構更簡(jiǎn)單、輸出端無(wú)需電抗濾波器件、輸出信號中也不會(huì )出現由頻率高達幾百kHz的切換所產(chǎn)生的電磁輻射。然而，AB類(lèi)輸出級還只是低噪聲和低成本音頻放大器結構的一部分。另外，系統設計還證明若要在低頻率下提供良好的音頻性能，揚聲器必須使用大容量的耦合電容器。即便是有相當高阻抗的揚聲器，也需要一個(gè)幾千微法的電容器來(lái)提供極低的阻抗以獲得足夠的驅動(dòng)。AB類(lèi)差分輸出解決了這一問(wèn)題，它可以直接驅動(dòng)揚聲器而不需要采用隔直流電容。另外，與傳統的單端驅動(dòng)相比，如果差分輸出信號反相，負載將獲得兩倍的輸出電壓。
差分輸入級和噪聲性能
差分輸入級也能為放大器的噪聲性能帶來(lái)好處。噪聲可以從兩方面污染信號，即地線(xiàn)上的噪聲和耦合到信號中的噪聲。
在所有的混合信號音頻設計中，附近會(huì )有一些數字電路，通常很難實(shí)現兩個(gè)地平面(一個(gè)模擬、一個(gè)數字)的理想布放。因此，高速數字噪聲會(huì )耦合到模擬地上，從而極大地降低高性能放大器所炫耀的信噪比。在高精度模擬設計中，一般都假設地線(xiàn)實(shí)際上永遠不會(huì )達到零伏。在地線(xiàn)上分別存在低頻和高頻噪聲，前者是由流入模擬器件的電源端的電流所引起，而后者則通常由流入數字器件電源端的浪涌電流以及信號線(xiàn)和地之間的耦合噪聲所引起。如果輸入信號的參考地為噪聲地，那么該噪聲將被絲毫不差地出現在放大器的輸出端。
除了放大器的地線(xiàn)噪聲外，噪聲還可能從周?chē)娐分旭詈系叫盘栔�。例如，手機中的噪聲可能來(lái)自射頻電路、高速數字電路或者幾個(gè)開(kāi)關(guān)式穩壓器。
差分輸入級克服了地噪聲和信號噪聲，而只有需要的信號才被放大。如果在PCB上輸入信號線(xiàn)靠的很近并相互并行，耦合到輸入端的任何噪聲將是共模的，因此不會(huì )被放大。所以在設計優(yōu)良的差分輸入級里，輸入電路的精確匹配意味著(zhù)在每個(gè)輸入上的任何失真通常都是相同的，因而會(huì )被差分輸入級的差分特性抵消掉。
差分輸入/輸出放大器理論分析
圖1給出了奧地利微電子公司的一個(gè)1.8W的AB類(lèi)差分輸入、差分輸出音頻放大器的原理圖。
圖1：AB類(lèi)差分輸入、差分輸出音頻放大器原理圖。
分析電路前，我們先看看流入差分輸入的反向和同向端的電流。因為放大器的輸入阻抗高，任何流入RIN1的電流都通過(guò)RF1并到達輸出口。同樣地，任何流入RIN2的電流都通過(guò)RF2并到達輸出口。這樣就產(chǎn)生以下公式：
因此,
同樣地,
因此,
當放大器處于線(xiàn)性模式時(shí)，V-＝V+。如果RF1=RF2＝RF，且RIN1＝RIN2＝RIN，則V+＝V-最終成立。換言之，輸出口的差分信號等同于輸入口的差分信號乘以反饋電阻器與輸入電阻器之比。這與傳統的運算放大器沒(méi)有什么不同。
設計實(shí)用的東西
有了真實(shí)的電路，應用指南才會(huì )完整。該所選電路是一個(gè)低音增強放大器，其輸入來(lái)自傳統的MP3芯片集(即奧地利微電子公司的AS3525單芯片MP3播放器)，通過(guò)放大低于100Hz的頻率來(lái)從一定程度上提升低音，并為電腦揚聲器提供足夠的驅動(dòng)。很多人擁有MP3播放器和帶揚聲器的電腦。因此設計融合這二者的電路使用戶(hù)能夠通過(guò)現有的電腦揚聲器聽(tīng)MP3音頻不失為明智之舉。該放大器是圍繞AS1702 1.8W音頻放大器來(lái)實(shí)現的。圖2所顯示的是最終的放大器電路圖。
圖2：用AS1702實(shí)現的最終放大器電路圖。
反饋電阻器RF1被由Cs和Rs構成的隨頻率變化的電路所旁路。在低頻段，Cs為高阻抗，則增益被簡(jiǎn)化為：
隨頻率的增加，Cs與RF1并聯(lián)提供低阻抗來(lái)降低增益。串聯(lián)電阻器Rs提供一個(gè)增益進(jìn)入穩定區的零點(diǎn)，并最終在高頻段提供單位增益。
另一個(gè)差分輸入上的反饋網(wǎng)絡(luò )同上。電路的增益正比于：
分母等于0對應著(zhù)頻率開(kāi)始衰減的起點(diǎn)，而分子等于0時(shí)則增益進(jìn)入穩定的增益1。選取Cs＝5nF、Rs＝100kΩ、RF1＝300kΩ、RIN＝75kΩ。則頻率為80Hz時(shí)開(kāi)始衰減，318Hz時(shí)穩定下來(lái)。圖3是理論衰減特性(不過(guò)Excel不能計算相位)，圖4是實(shí)際得到的結果圖。
圖3：低頻放大器的理論衰減特性。
圖4：用AS3525實(shí)現的音頻放大器的頻率響應實(shí)測結果。
實(shí)際收聽(tīng)測試表明該電路確實(shí)增強了低音并提供了良好的性能。為給低音增強一個(gè)更高的帶寬，把串聯(lián)電容器從5nF變到2nF以使衰減頻率結束點(diǎn)減小到200Hz。
電路由標準容差為2%的電阻器和容差為10%的電容器構成。用一個(gè)惠普HP339A失真儀來(lái)測量失真。觀(guān)察如圖5所示的低音放大器的失真，表明就所使用的元器件而言，這種方式可用于許多手持式音頻設備。由于失真與反饋元件的匹配直接相關(guān)，那么這些元件的選擇在設計預算許可的情況下應盡可能精確。
圖5：低音放大器的失真實(shí)測結果。
圖6：平衡改變周邊元器件對失真的影響不大。證明失真主要是AS1702內部所引起。
作為一個(gè)試驗，把串聯(lián)反饋電容器Cs短路，來(lái)看看所產(chǎn)生的結果很有趣，因為它相當一個(gè)很大的容差，所以可能想象會(huì )在很大程度上增加失真，其結果如圖6所示。但比較圖5和圖6我們可以發(fā)現，電容器雖然增加了衰減頻率上的失真，但在音頻波段的大部分頻率上，兩種情況下的失真都維持在0.7%以下。
于是我們決定用一個(gè)精密的電阻器網(wǎng)絡(luò )在A(yíng)S1702周?chē)M(jìn)行一些單點(diǎn)測量。所使用的是Vishay ORNA2-1電阻器網(wǎng)絡(luò )，它由兩個(gè)10kΩ和兩個(gè)5kΩ電阻器組成，兩者的誤差均為0.05%。測量結果與圖6所示差別不大，這說(shuō)明圖6所示的失真主要是由AS1702內部的失真導致，而不是由周?chē)碾娮杵鹘M造成的(串聯(lián)電容器此時(shí)仍舊處于短路狀態(tài))。
為進(jìn)一步證明兩個(gè)反饋電阻器和兩個(gè)輸入電阻器相互間需要保持一個(gè)接近的容差，我們將一個(gè)680kΩ電阻器與一個(gè)300kΩ反饋電阻器(即RF1)平行放置，然后重新進(jìn)行上述的單點(diǎn)失真測量。當頻率在10Hz時(shí)失真為1.5%，頻率在30Hz時(shí)失真為1.35%，而頻率在100Hz1kHz之間時(shí)失真為1.2%。與圖6所示的0.06%失真相比，上述理論得到驗證，即：為獲得最佳性能，各個(gè)反饋電阻器實(shí)際上必須相同。
本文小結
總之，從以上我們可以看到，就計算增益的等式而言，差分輸入/輸出放大器與傳統的單端運算放大器相似。同時(shí)，為獲得最佳性能，兩個(gè)輸入電阻器和兩個(gè)反饋電阻器必須盡可能相似。但是，使用容差為2%的電阻器的效果表明在測量失真時(shí)電路卻相當寬容。 |
