一、簡(jiǎn)介：
TPA711集成電路是TI專(zhuān)為內置揚聲器，外接耳機,為低電壓場(chǎng)合應用而開(kāi)發(fā)的橋式（BTL）或單端（SE）音頻功率放大器。在3.3V工作電壓下，它可在音頻范圍內，BTL (8Ω負載)工作模式下，輸出總諧波失真與噪聲值小于0.6%，250mW的連續功率。盡管TPA711具有20kHz以上的工作特性，但其在更窄頻段的應用場(chǎng)合，如無(wú)線(xiàn)通信場(chǎng)合，效果最佳。BTL電路在大多數應用場(chǎng)合，輸出端可以省掉耦合電容器，這點(diǎn)對小型電池的供電設備特別重要。當需要驅動(dòng)耳機時(shí)，TPA711不尋常的特點(diǎn)是可使放大器快速實(shí)現從BTL到SE模式切換。這樣，省掉了使用機械開(kāi)關(guān)或附屬連接裝置。對功率敏感的應用場(chǎng)合，TPA711可以在關(guān)斷模式下工作，借助于專(zhuān)用消噪聲電路消除揚聲器的噪聲。TPA711有8腳SOIC和MSOP兩種表面安裝的封裝形式，它們可以減少50%的電路板面積和40%的高度。圖1、圖2分別表示其外形圖和內部工作框圖。表1表示其引腳功能。

二、工作特性和外形圖
1. 工作電壓范圍3.3V～5V；
2. 額定工作電壓范圍2.5V～5.5V；
3. 輸出功率；
① 700mV，當VDD=5V，BTL，RL=8Ω
② 85mV，當VDD=5V，BE，RL=32Ω
③ 250mV，當VDD=3.3V，BTL，RL=8Ω
④ 37mV，當VDD=3.3V，SE，RL=32Ω
4. 關(guān)斷控制
① IDD=7μA，當3.3V；
② IDD=50μA，當5V；
5．BTL/SE轉換控制；
6．熱保護和短路保護；
7．集成消噪聲電器；
8．表面安裝封裝；
① SOIC
② PowerPADTMMSOp
外形如圖1所示。


圖1 D或DGN封裝頂視圖
D-小外形塑封（SOIC）
DGN-有導熱焊盤(pán)的小外形塑封（MSOP）

三、工作框圖及引腳功能:
圖2示出的是工作框圖，表1列出了引腳功能。

圖2 工 作 框 圖

表1 引 腳 功 能

四、參數測試電路：
圖3、4分別表示BTL、SE模式測試電路圖，用以測量電路的參數。

圖3 BTL模式測試電路

圖4 SE模式測試電路

五、典型應用
1． 橋式輸出與單端輸出（BTL/SE）模式：
圖5給出了工作于BTL模式下的音頻功放電路圖。TPA711內有兩個(gè)線(xiàn)性功放來(lái)驅動(dòng)負載。它們工作于差動(dòng)方式。這樣相對于參考地電位，它的輸出功率較大。

圖5 橋式電路圖
輸出功率可由下式計算：


(1)
在便攜式音頻設備中，電路供電電壓為3.3V。在8Ω負載單端輸出62.5mW的情況下，橋式可輸出4×62.5=250mW。即有6dB的功增加。在增加功率輸出的同時(shí)，對頻率響應也應加以注意。
在圖6 所示的SE（單端）輸出情況下，接至負載的隔直耦合電容Cc是必不可少的，該電容器的容量比較大（3.3μF～1000μF），重量也較大，占印刷電路板的面積大，價(jià)格較貴。這個(gè)電容對系統的低頻響應影響很大。這是由于這個(gè)電容和負載間形成的高通濾波而造成的。角頻率可由下式計算：
(2)

圖6 單端電路和頻率響應圖

例如，在8Ω負載，輸出耦合電容為68μF時(shí)，將對293Hz以下的頻率加以衰減。而在BTL模式下，抵消了直流失調電壓，省掉了輸出輸出耦合電容，低頻特性只取決于輸出回路和揚聲器特性。同時(shí)電路體積和造價(jià)也相應降低。

2． BTL放大器效率：
線(xiàn)性放大器的效率低，這主要是因于輸出功率管上的管壓降。首先是功率輸出管上的直流壓降和輸出功率成反比，其次是由于正弦波本身的原因。管壓降可由VDD減去輸出電壓的RMS（均方根值）值得到，管壓降乘以電源電流的RMS，即可算出管耗。
雖然流過(guò)BTL，SE功率負載的電壓，電流都是正弦波，但是電源電流的波形是很不相同的。在SE模式下的電流波形是半波，而在BTL模式下是全波，這就意味著(zhù)它們的波形因數（因子）不同，參見(jiàn)圖7。利用下面的公式可以計算放大器的效率：
(3)
式中：


圖7 BTL放大器的電壓、電流波形




（4）

表2給出了輸出功率不同條件下計算得到的效率。當輸出功率低時(shí)，電路效率也低，隨著(zhù)輸出功率的增加，電路的功率也增加。在正常工作范圍內，內部功耗幾乎為恒定值。從方程（4）可以看出，電源電壓VDD下降，電路效率增加。

表2 3.3V 8Ω BTL模制中效率與輸出功率的關(guān)系

3．典型應用電路
圖8是一個(gè)典型便攜式音頻放大電路，電路電壓增益為-10。

圖8 TPA711應用電路
下面討論圖8中電路元器件的選用。

4．元件選用：
增益設定電阻RF，R1。
在BTL工作模式下，TPA711的增益由RF，R1由公式5決定：（5）

公式（5）中系數-2是由于BTL電路在輸出端橋式電路輸出對稱(chēng)波形幅度較SE大一倍的原因。假定TPA711是一個(gè)MOS放大器。輸入阻抗很高，那么輸入電流就很小，電路噪聲隨RF的增加而增加。同時(shí)，RF的取值應有一個(gè)范圍，以確保電路正常工作。假定放大器的反相輸出端等效阻抗為5～20kΩ，則電路等效阻抗可由等式（6）決定。
（6）

舉例，假定R1=10 kΩ，RF=50 kΩ，則在BTL模式下電路電壓效益為-10，反相端輸入等效阻抗為8.3 kΩ，這個(gè)取值在推薦范圍內。
對于高性能應用場(chǎng)合，R1，RF選用金屬膜電阻，這樣可降低電路噪聲。當RF大于50 kΩ時(shí)，由于RF和MOS輸入回路容抗的作用，會(huì )使電路工作不穩定。這時(shí)可在RF兩端并一個(gè)5pF的電容。這樣RF，CF可形成一個(gè)低通濾波回路，回路的截止效率可由等式（7）決定。
（7）
例如，當RF=100 kΩ，CF=5pF時(shí)，fco=318kHz，這足以超過(guò)音頻范圍。
5．輸入電容C1：
在實(shí)際應用中，C1可使TPA711的偏置電壓穩定，這對確保電路穩定工作很重要。在本例中，C1，R1形成一個(gè)高通濾波回路，其角頻率由方程（8）決定。
（8）
電容C1的取值對穩定電路偏置電壓影響較大。當R1=10 kΩ時(shí)，為得到低至40Hz的平坦響應特性，可由等式（9）決定C1取值。
（9）
在本例中，C1為0.40μF，實(shí)際應用中C1取值范圍為0.40μF～1μF。C1取值還要考慮的影響是通過(guò)R1，RF的漏電流，這個(gè)漏電流會(huì )在電路輸出端產(chǎn)生一個(gè)失調電壓，從而影響輸出功率，這點(diǎn)在高增益場(chǎng)合下的影響更明顯，所以實(shí)用中C1應選用鉭電容或瓷片電容。當使用有極性電容時(shí)，正極應接在電路的輸入端，這是因為輸入端的直流電位為VDD/2的原因，它比信號源的直流電壓要高，電容的極性要正確，這點(diǎn)在使用中很重要。
6．電源去耦電容CS：
TPA711是一個(gè)高性能的CMOS音頻放大器，為了使電路的總諧波失真盡可能低，則要求電源的去耦要好。電源的去耦還可以消除由于電路的揚聲器引線(xiàn)過(guò)長(cháng)而引入的振蕩。比較好的去耦是采用不同類(lèi)型的兩個(gè)電容并聯(lián)，小容量，低等效串聯(lián)電阻（ESR）的小容量電容用來(lái)吸收高頻噪聲干擾，如電火花，在引線(xiàn)上數字雜亂干擾躁聲等。而對濾除低頻噪聲信號，應選用鋁電解電容器，容量應大于10μF。
7．中路旁通電容CB：
電容CB有幾個(gè)作用：
1） 在電路啟動(dòng)或由關(guān)斷模式的再啟動(dòng)情況下，CB決定電路的啟動(dòng)速率；
2） 可降低因輸出驅動(dòng)信號耦合引起電源產(chǎn)生的噪聲信號；
3） 可減少電路啟動(dòng)的撲撲聲。為使電路啟動(dòng)撲撲聲盡量小，CB可由方程（10）決定：
(10)
作為一個(gè)例子，取CB=2.2μF，C1=0.47μF，CF=50 kΩ，R1=10 kΩ，將這些值人入方程（10）得出：

可見(jiàn)滿(mǎn)足方程（10）。為使電路總諧波失真小，CB應該用等效串聯(lián)電阻ESR小的瓷片電容或鉭電容。
8．單端工作狀態(tài)
在單端（SE）工作狀態(tài)下（見(jiàn)圖9），負載由VO+驅載。在單端模式下，增益由等式（11）的RF，R1決定。
(11)
在SE模式下，輸出耦合電容的選擇也很重要，CC對電路其它元件的取值也有影響。它應滿(mǎn)足以下公式（12）。
(12)
9．輸出耦合電容CC：
在典型的單電源單端（SE）情況下，CC用來(lái)在電路輸出端與負載間隔直，電路的高通頻率由等式(13)決定。
(13)
電容CC的缺點(diǎn)是影響電路頻響的下限值，從而影響電路的低頻響應。為使下限頻率足夠低，CC取值應足夠大。一般對4Ω，8Ω，32Ω，47Ω的負載，CC應選用330μF以上。表3給出了不同的取值情況下，電路的頻響特性。

表3 單端輸入時(shí)負載阻抗與電路低頻特性間的關(guān)系

如表3所示，8Ω負載比較合適，耳機頻響特性也很好。
10．SE/BTL工作模式：
TPA711可以很方便地在SE和BTL工作模式下實(shí)現轉換，這是它最重要的特性，這對電路負載既有揚聲器又有耳機的場(chǎng)合下特別有用。當控制端SE/BTL為L(cháng)時(shí)，電路工作于BTL模式，當SE/BTL為H時(shí)，電路工作于SE模式。SE/BTL的控制輸入可以是一個(gè)TTL邏輯電源，更常用的是采用圖9所示的電阻分壓網(wǎng)絡(luò )。

圖9 TPA711電阻分壓網(wǎng)絡(luò )電路
當耳機未插入時(shí)，耳機開(kāi)關(guān)閉合，由100 kΩ電阻分壓網(wǎng)絡(luò )提供一個(gè)低電平SE/BTL端子，當耳機插入時(shí)，電阻1 kΩ切斷，分壓網(wǎng)絡(luò )為SE/BTL端子提供一個(gè)高電平，從而完成SE/BTL工作模式轉換。

11．采用低等效串聯(lián)電阻電容：
本電路所有電容都應采用低等效串聯(lián)電阻的電容，這對提高電路性能很有意義。

12．5V和3.3V工作：
TPA711可以在3.3V～5V范圍內正常工作。提供電壓不同，輸出功率不同。每個(gè)TPA711的動(dòng)態(tài)范圍為（VDD-1）伏，而對3.3V工作電壓下，當VO（PP）=2.3V時(shí)，電路出現限幅，對5V供電，VO（PP）=4V時(shí)，電路出現限幅。

13．動(dòng)態(tài)范圍和熱設計：
在正常工作狀態(tài)下，線(xiàn)性放大器會(huì )產(chǎn)生很大的功耗，對典型的CD需要12dB～15dB的動(dòng)態(tài)范圍。對TPA711在5V供電電壓，負載為8Ω的情況下，它可以輸出700mW的峰值功率�，F將功率值轉變?yōu)閐B值。有：PdB=101gPw=101g700mW=-1.5dB
可得到無(wú)失真條件下的電路動(dòng)態(tài)范圍
-1.5dB-15dB=-16.5(15dB的動(dòng)態(tài)范圍)
-1.5dB-12dB=-13.5(12dB的動(dòng)態(tài)范圍)
-1.5dB-9dB=-10.5(9dB的動(dòng)態(tài)范圍)
-1.5dB-6dB=-7.5(6dB的動(dòng)態(tài)范圍)
-1.5dB-3dB=-4.5(3dB的動(dòng)態(tài)范圍)
再次將分貝值轉換為功率值：
Pw=10PDB/10
=22mW(15dB動(dòng)態(tài)范圍)
=44mW(12dB動(dòng)態(tài)范圍)
=88mW(9dB動(dòng)態(tài)范圍)
=175mW(6dB動(dòng)態(tài)范圍)
=350mW(3dB動(dòng)態(tài)范圍)
表4給出了TPA711在額定功率5V，8Ω，BTL模式下的峰值輸出功率，平均輸出功率，功耗，最高環(huán)境溫度間的關(guān)系。
表4表明，TPA711可以在DGN封裝條件下不使用散熱片，在環(huán)境溫度高達110℃時(shí)輸出700Mw。D封裝下環(huán)境溫度34℃，不使用散熱片，輸出功率700Mw。

表 4