現代電子工業(yè)的趨勢是集成更多的功能到盡可能小巧的外形中，這已經(jīng)不是什么秘密。移動(dòng)電話(huà)就是這樣的實(shí)例。當今許多生產(chǎn)商將MP3播放器、數碼相機甚至衛星電視功能集成在移動(dòng)電話(huà)里。過(guò)去幾年，該市場(chǎng)已經(jīng)取得了巨大的發(fā)展，并且仍在快速擴展。

這些產(chǎn)品的設計周期通常較短，測試比實(shí)際設計耗費更長(cháng)的時(shí)間(設計大約需要4個(gè)月，測試需要6個(gè)月)。為此，設計師必須謹慎選擇器件，以避免對最終的產(chǎn)品進(jìn)行反復修改和導致延誤。

下文將重點(diǎn)說(shuō)明一些有用的設計技術(shù)、簡(jiǎn)短的計算和通用的評估方法，以幫助設計師更好地進(jìn)行評估。

在便攜電子領(lǐng)域，設計師基于多種因素(尺寸、成本和性能)，利用他們的專(zhuān)業(yè)知識和最佳判斷來(lái)選擇器件。但這些因素通常需要進(jìn)行權衡，設計師必須依據所需的最終產(chǎn)品謹慎選擇元件。幾乎與其它行業(yè)一樣，便攜市場(chǎng)，特別是移動(dòng)電話(huà)市場(chǎng)，通常會(huì )同時(shí)提供高端(多功能)和低端(廉價(jià))產(chǎn)品。

圖1：運用多個(gè)運算放大器減少輸出噪音。

移動(dòng)電話(huà)主板包括不同的元件，如運算放大器、音頻放大器及前置放大器、數據轉換器和ASIC等。選擇運算放大器之前，設計師必須考慮封裝選項，以及更小的封裝是否會(huì )使性能降低。盡管在便攜產(chǎn)品領(lǐng)域小型封裝很受歡迎，但小型封裝可能會(huì )給設計師帶來(lái)麻煩和問(wèn)題。采用塑料封裝形式的運算放大器，譬如SC70，往往不能達到與SOIC或MSOP封裝對應產(chǎn)品相同的性能。微型芯片級封裝(CSP)(這實(shí)質(zhì)上是裸片)，暴露于光線(xiàn)下，輸入偏流可能發(fā)生數百量級的偏移。該封裝形式也容易在組裝期間發(fā)生破裂。

哪些參數最重要?

在電池供電的應用領(lǐng)域—特別是PDA和移動(dòng)電話(huà)，由于電池電壓會(huì )隨著(zhù)干擾而下降，因此應選擇PSRR性能好(~80dB)的運算放大器。此外，要注意高增益配置，這是因為耦合到運放中的噪聲將導致噪聲電平升高。電阻器的選擇也十分關(guān)鍵，更大的阻值會(huì )產(chǎn)生更高的噪聲。設計師可以利用4？估算約翰遜噪聲(Johnson noise)或電阻噪聲，這里R的單位是K歐姆，因此100K歐姆電阻產(chǎn)生大約40nV噪聲!

如果運用多個(gè)運算放大器，減少噪聲的一個(gè)方法是采用圖1所示的方案。該方法可以按因子？？減少輸出噪聲，這里n是使用的放大器數量。對于LMV651而言，輸出噪聲將減少到大約12nV/？？。此外設計師必須考慮限制帶寬以使噪聲最�。涸O計師可以將一個(gè)小電容與反饋電阻并聯(lián)使用，借此降低噪聲。

運算放大器的選擇也取決于其它的器件。設計師面對的一個(gè)普遍挑戰是為模數轉換器(ADC)選擇合適的運算放大器。盡管市場(chǎng)上有許多類(lèi)型的數據轉換器，但是運算放大器和模數轉換器之間的匹配規則卻不一樣，設計師在做出選擇之前必須認真考慮某些準則。

圖2：在運算放大器輸出端采用簡(jiǎn)單的低通濾波器。

大致瀏覽兩種器件的數據手冊將提供有用的信息，但這還不夠。首先，挑選供電電壓相同的運算放大器和模數轉換器。然后選擇THD+N小的運算放大器。如果不能查找到失真數據，就查看輸出阻抗：輸出阻抗小的運算放大器通常意味著(zhù)更小的THD。速度是另外一個(gè)必須考慮的參數，盡管更快的運算放大器速度用起來(lái)很舒服，但必須考慮一些折衷因素，譬如更高的功率和偶爾的不穩定。

根據選擇的ADC，設計師應選擇至少為ADC取樣率50倍速度的放大器。轉換速率也可能是一個(gè)限制因素，設計師可以根據2？fVp進(jìn)行計算，這里f是輸入信號頻率，Vp是最大輸出擺幅。例如，頻率為400kHz的100mV輸入信號(增益為10)要求放大器的轉換速率至少為2.5V/μs。

一旦確定了這些基本參數，設計師必須考慮穩定時(shí)間，該參數可能會(huì )產(chǎn)生誤導。大多數制造廠(chǎng)商規定運算放大器的穩定時(shí)間在特定輸入電壓的0.1%或0.01%范圍內。如果設計要求更高的精度，例如16位，那么就需要滿(mǎn)量程0.0015%范圍的參數。解決該問(wèn)題的一個(gè)方法是利用下面的公式，基于模數轉換器的精度來(lái)估計運算放大器的穩定時(shí)間：

這里，N是位數，f是放大器的開(kāi)環(huán)帶寬。

例如增益為10的運算放大器，如LMV651，精確度為12位時(shí)，穩定時(shí)間大約為1.4μs；精度為16位時(shí)，穩定時(shí)間是1.65μs。該公式只是一個(gè)近似算式，沒(méi)有考慮到雜散電容、主板電感或模數轉換器的輸入電容，這些因素都將影響穩定時(shí)間。

做出最終的選擇之前，最重要的的指標之一是運算放大器的噪聲，噪聲較高的放大器會(huì )降低模數轉換器的精度，給系統帶來(lái)顯著(zhù)誤差。開(kāi)始計算電路總輸出噪聲之前(這可能是一項十分冗長(cháng)乏味的工作)，最好先估計一下。這樣設計師就知道是否應繼續使用所選的放大器。該估計涉及到運算放大器在相關(guān)帶寬上的綜合電壓噪聲和運放配置的增益。我們可以將該公式表述為：

這里，NG是噪聲增益，en是運算放大器的電壓噪聲，BW是閉環(huán)帶寬。

在圖2的電路中，在輸出端采用簡(jiǎn)單的低通濾波器。在該例中，輸出噪聲是在該濾波器帶寬(按1/2πRC計算)下的綜合噪聲。如果采用二階濾波器，帶寬要乘以系數1.05。

利用上述公式和LMV651電壓噪聲密度(17nV/？？)，圖2電路在100kHz帶寬(濾波器帶寬)下的總輸出RMS噪聲是53.7V。一旦估算出總輸出噪聲，設計師可以利用下面的公式計算運算放大器的信噪比(SNR)：

這里，VFS是滿(mǎn)量程電壓范圍，Eout是上文計算的運算放大器噪聲。例如，2.5V信號產(chǎn)生的信噪比是86.4dB。

然后，設計師應根據下面的公式計算放大器和模數轉換器的總SNR：

ADC121S021的SNR是72.3dB，當ADC121S021與LMV651搭配時(shí)，總SNR是72.1dB。忽略諧波，設計師可以將該SNR轉換為等效的比特數：ENOB=(SNR-1.76)/6.02，然后根據等價(jià)比特數確定只損失了大約0.3dB，這相當于0.03%總精度誤差。

由于噪聲是特定帶寬下的綜合噪聲，顯然噪聲也與帶寬成比例。換言之，縮減帶寬將減少噪聲；擴展帶寬將增加噪聲。如果決定選擇更高帶寬的濾波器，設計師應考慮選擇更低噪聲的放大器。例如，圖2電路中的10MHz濾波器產(chǎn)生不足71dB的總SNR，導致0.5比特損失。但將LMV791(5.8nV/)與相同的濾波器搭配使用時(shí)，SNR提高到72dB以上。設計師只要簡(jiǎn)單的選擇更低噪聲的運算放大器就可以提高系統的精度。但必須考慮與此相關(guān)的各種折衷因素，例如功耗和封裝尺寸。

待考慮的其它規格指標

至此，我們討論了為設計選擇器件的基本原則和規則，但還有其它的一些因素有待考慮。例如，對于要求更高精度的應用，DC指標(譬如輸入偏移電壓和漂移)可能非常重要。