輸出晶體管尺寸選擇

 選擇輸出晶體管尺寸是為了在寬范圍信號調理范圍內降低功耗。當傳導大的IDS時(shí)保證VDS很小，要求輸出晶體管的導通電阻（RON）很�。ǖ湫椭禐�0.1Ω～0.2Ω）。但這要求大晶體管具有很大的柵極電容（CG）。開(kāi)關(guān)電容柵極驅動(dòng)電路的功耗為CV2f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f是開(kāi)關(guān)頻率。如果電容或頻率太高，這個(gè)“開(kāi)關(guān)損耗”就會(huì )過(guò)大，所以存在實(shí)際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是傳導期間將IDS× VDS損失降至最小與將開(kāi)關(guān)損耗降至最小之間的一個(gè)折衷。在高輸出功率情況下，功耗和效率主要由傳導損耗決定，而在低輸出功率情況下，功耗主要由開(kāi)關(guān)損耗決定。功率晶體管制造商試圖將其器件的RON×CG減至最小以減少開(kāi)關(guān)應用中的總功耗，從而提供開(kāi)關(guān)頻率選擇上的靈活性。

輸出級保護

 輸出級必須加以保護以免受許多潛在危險條件的危害：

 過(guò)熱：盡管D類(lèi)放大器輸出級功耗低于線(xiàn)性放大器，但如果放大器長(cháng)時(shí)間提供非常高的功率，仍會(huì )達到危害輸出晶體管的水平。為了防止過(guò)熱危險，需要溫度監視控制電路。在簡(jiǎn)單的保護方案中，當通過(guò)一個(gè)片內傳感器測量的溫度超過(guò)熱關(guān)斷安全閾值時(shí)，輸出級關(guān)斷，并且一直保持到冷卻下來(lái)。除了簡(jiǎn)單的有關(guān)溫度是否已經(jīng)超過(guò)關(guān)斷閾值的二進(jìn)制指示以外，傳感器還可提供其它的溫度信息。通過(guò)測量溫度，控制電路可逐漸減小音量水平，減少功耗并且很好地將溫度保持在限定值范圍內，而不是在熱關(guān)斷期間強制不發(fā)出聲音。

 輸出晶體管過(guò)流：如果輸出級和揚聲器端正確連接，輸出晶體管呈低導通電阻狀態(tài)不會(huì )出現問(wèn)題，但如果這些結點(diǎn)不注意與另一個(gè)結點(diǎn)或正、負電源短路，會(huì )產(chǎn)生巨大的電流。如果不經(jīng)核查，這個(gè)電流會(huì )破壞晶體管或外圍電路。因此，需要電流檢測輸出晶體管保護電路。在簡(jiǎn)單保護方案中，如果輸出電流超過(guò)安全閾值，輸出級關(guān)斷。在比較復雜的方案中，電流傳感器輸出反饋到放大器中，試圖限制輸出電流到一個(gè)最大安全水平，同時(shí)允許放大器連續工作而無(wú)須關(guān)斷。在這個(gè)方案中，如果限流保護無(wú)效，最后的手段是強制關(guān)斷。有效的限流器還可在由于揚聲器共振出現暫時(shí)的大瞬態(tài)電流時(shí)保持放大器安全工作。

 欠壓：大多數開(kāi)關(guān)輸出級電路只有當正電源電壓足夠高時(shí)才能正常工作。如果電源電壓太低，出現欠壓情況，就會(huì )出現問(wèn)題。這個(gè)問(wèn)題通常通過(guò)欠壓???路來(lái)處理，只有當電源電壓大于欠壓??閾值時(shí)才允許輸出級工作。

 輸出晶體管導通時(shí)序：MH和ML輸出級晶體管（見(jiàn)圖6）具有非常低的導通電阻。因此，避免MH和ML同時(shí)導通的情況很重要，因為它會(huì )產(chǎn)生一個(gè)從VDD到VSS的低電阻路徑通過(guò)晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流。最好的情況是晶體管發(fā)熱并且消耗功率；最壞的情況是晶體管可能被毀壞。晶體管的先開(kāi)后合控制通過(guò)在一個(gè)晶體管導通之前強制兩個(gè)晶體管都斷開(kāi)以防止沖擊電流情況發(fā)生。兩個(gè)晶體管都斷開(kāi)的時(shí)間間隔稱(chēng)為非重疊時(shí)間或死區時(shí)間。

輸出級晶體管的先合后開(kāi)開(kāi)關(guān)。

注：SWITCHING OUTPUT STAGE = 開(kāi)關(guān)輸出級

NONOVERLAP TIME = 非重疊時(shí)間

ON = 導通

OFF = 斷開(kāi)

音質(zhì)

 在D類(lèi)放大器中，要獲得好的總體音質(zhì)必須解決幾個(gè)問(wèn)題。

 “咔嗒”聲：當放大器導通或斷開(kāi)時(shí)發(fā)出的咔嗒聲非常討厭。但不幸的是，它們易于引入到D類(lèi)放大器中，除非當放大器靜噪或非靜噪時(shí)特別注意調制器狀態(tài)、輸出級時(shí)序和LC濾波器狀態(tài)。

 信噪比（SNR）：為了避免放大器本底噪聲產(chǎn)生的嘶嘶聲，對于便攜式應用的低功率放大器，SNR通常應當超過(guò)90 dB，對于中等功率設計SNR應當超過(guò)100 dB，對于大功率設計應當超過(guò)110 dB。這對于各種放大器是可以達到的，但在放大器設計期間必須跟蹤具體的噪聲源以保證達到滿(mǎn)意的總體SNR。

 失真機理：失真機理包括調制技術(shù)或調制器實(shí)現中的非線(xiàn)性，以及為了解決沖擊電流問(wèn)題輸出級所采用的死區時(shí)間。

 在D類(lèi)調制器輸出脈寬中通常對包含音頻信號幅度的信息進(jìn)行編碼。用于防止輸出級沖擊電流附加的死區時(shí)間會(huì )引入非線(xiàn)性時(shí)序誤差，它在揚聲器產(chǎn)生的失真與相對于理想脈沖寬度的時(shí)序誤差成正比。用于避免沖擊最短的死區時(shí)間對于將失真減至最小經(jīng)常是最有利的；欲了解優(yōu)化開(kāi)關(guān)輸出級失真性能的詳細設計方法請參看深入閱讀資料2。

 其它失真源包括：輸出脈沖上升時(shí)間和下降時(shí)間的不匹配，輸出晶體管柵極驅動(dòng)電路時(shí)序特性的不匹配，以及LC低通濾波器元器件的非線(xiàn)性。

 電源抑制 (PSR)：在圖2所示的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到輸出揚聲器，具有很小的抑制作用。發(fā)生這種情況是因為輸出級晶體管通過(guò)一個(gè)非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。濾波器抑制高頻噪聲，但所有音頻頻率都會(huì )通過(guò)，包括音頻噪聲。關(guān)于對單端和差分開(kāi)關(guān)輸出級電路電源噪聲影響的詳細說(shuō)明請參看深入閱讀材料3。

 如果不解決失真問(wèn)題和電源問(wèn)題，就很難達到PSR優(yōu)于10 dB，或總諧波失真（THD）優(yōu)于0.1%。甚至更壞的情況，THD趨向于有害音質(zhì)的高階失真。

 幸運的是，有一些好的解決方案來(lái)解決這些問(wèn)題。使用具有高環(huán)路增益的反饋（正如在許多線(xiàn)性放大器設計中所采用的）幫助很大。LC濾波器輸入的反饋會(huì )大大提高PSR并且衰減所有非LC濾波器失真源。LC濾波器非線(xiàn)性可通過(guò)在反饋環(huán)路中包括的揚聲器進(jìn)行衰減。在精心設計的閉環(huán)D類(lèi)放大器中，可以達到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音質(zhì)。

 但反饋使得放大器的設計變得復雜，因為必須滿(mǎn)足環(huán)路的穩定性（對于高階設計是一種很復雜的考慮）。連續時(shí)間模擬反饋對于捕獲有關(guān)脈沖時(shí)序誤差的重要信息也是必需的，因此控制環(huán)路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器實(shí)現中，這會(huì )增加管芯成本。

 為了將IC成本減至最低，一些制造商喜歡不使用或使用最少的模擬電路部分。有些產(chǎn)品用一個(gè)數字開(kāi)環(huán)調制器和一個(gè)模數轉換器來(lái)檢測電源變化，并且調整調制器行為以進(jìn)行補償，這可以參看深入閱讀資料3。這樣可以改善PSR，但不會(huì )解決任何失真問(wèn)題。其它的數字調制器試圖對預期的輸出級時(shí)序誤差進(jìn)行預補償，或對非理想的調制器進(jìn)行校正。這樣至少會(huì )處理一部分失真源，但不是全部。對于音質(zhì)要求寬松的應用，可通過(guò)這些開(kāi)環(huán)D類(lèi)放大器進(jìn)行處理，但對于最佳音質(zhì)，有些形式的反饋似乎是必需的。

調制技術(shù)

 D類(lèi)放大器調制器可以有多種方法實(shí)現，擁有大量的相關(guān)研究和知識產(chǎn)權支持。本文只介紹基本概念。 所有的D類(lèi)放大器調制技術(shù)都將音頻信號的相關(guān)信息編碼到一串脈沖內。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度相聯(lián)系，脈沖頻譜包括有用的音頻信號脈沖和無(wú)用的（但無(wú)法避免）的高頻成分。在所有方案中，總的綜合高頻功率大致相同，因為在時(shí)域內波形的總功率是相同的，并且根據Parseval定理，時(shí)域功率必須等于頻域功率。但是，能量分布變化很大：在有些方案中，低噪聲本底之上有高能量音調，而在其它方案中，能量經(jīng)過(guò)整形消除了高能量音調，但噪聲本底較高。

 最常用的調制技術(shù)是脈寬調制（PWM）。從原理上講，PWM是將輸入音頻信號與以固定載波頻率工作的三角波或斜波進(jìn)行比較。這在載波頻率條件下產(chǎn)生一串脈沖。在每個(gè)載波周期內，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號的幅度。在圖7的例子中，音頻輸入和三角波都以0 V為中心，所以對于零輸入，輸出脈沖的占空比為50%。對于大的正輸入，占空比接近100%，對于大的負輸入，占空比接近0%。如果音頻幅度超過(guò)三角波的幅度，就會(huì )發(fā)生全調制，這時(shí)脈沖串停止開(kāi)關(guān)，占空比在具體周期內為0%或100%。

 PWM之所以具有吸引力是因為它在幾百千赫PWM載波頻率條件下（足夠低以限制輸出級開(kāi)關(guān)損失）允許100 dB或更好的音頻帶SNR。許多PWM調制器在達到幾乎100%調制情況下也是穩定的，從原理上允許高輸出功率，達到過(guò)載點(diǎn)。但是，PWM存在幾個(gè)問(wèn)題：首先，PWM過(guò)程在許多實(shí)現中會(huì )增加固有的失真（參看深入閱讀資料4）；其次，PWM載波頻率的諧振在調幅（AM）無(wú)線(xiàn)電波段內會(huì )產(chǎn)生EMI；最后，PWM脈寬在全調制附近非常小。這在大多數開(kāi)關(guān)輸出級柵極驅動(dòng)電路中會(huì )引起問(wèn)題，因為它們的驅動(dòng)能力受到限制，不能以重新產(chǎn)生幾納秒（ns）短脈寬所需要的極快速度適當開(kāi)關(guān)。因此，在基于PWM的放大器中經(jīng)常達不到全調制，可達到的最大輸出功率要小于理論上的最大值，即只考慮電源電壓、晶體管導通電阻和揚聲器阻抗的情況。

 一種替代PWM的方案是脈沖密度調制（PDM），它在給定時(shí)間窗口（脈沖寬度）的脈沖數正比于輸入音頻信號的平均值。其單個(gè)的脈寬不像PWM那樣是任意的，而是調制器時(shí)鐘周期的“量化”倍數。1 bit Σ-Δ調制是PDM的一種形式。

 Σ-Δ調制中的大量高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，而不是像PWM那樣集中在載波頻率的倍頻處，因而Σ-Δ調制潛在的EMI優(yōu)勢要好于PWM。在PDM采樣時(shí)鐘頻率的鏡像頻率處，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型時(shí)鐘頻率范圍，鏡像頻率落在在音頻頻帶之外，并且被LC低通濾波器強烈衰減。

 Σ-Δ調制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是最小脈寬是一個(gè)采樣時(shí)鐘周期，即使是對于接近全調制的信號條件。這樣簡(jiǎn)化了柵極驅動(dòng)器設計并且允許按照理論上的全功率安全工作。盡管如此，1 bitΣ-Δ調制在D類(lèi)放大器中不經(jīng)常使用（參看深入閱讀資料4），因為傳統的1 bit調制器只能穩定到50%調制。還需要至少6?倍過(guò)采樣以達到足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz并且功率效率受到限制。

 最近已經(jīng)開(kāi)發(fā)出自振蕩放大器，例如在深入閱讀資料5中介紹的一種。這種放大器總是包括一個(gè)反饋環(huán)路，以環(huán)路特性決定調制器的開(kāi)關(guān)頻率，代替外部提供的時(shí)鐘。高頻能量經(jīng)常要比PWM 分布平坦。由于反饋的作用可以獲得優(yōu)良的音質(zhì)，但該環(huán)路是自振蕩的，因此很難與任何其它開(kāi)關(guān)電路同步，也很難連接到無(wú)須先將數字信號轉換為模擬信號的數字音頻源。

 全橋電路（見(jiàn)圖3）可使用“三態(tài)”調制以減少差分EMI。在傳統的差分工作方式中，半橋A的輸出極性必須與半橋B的輸出極性相反。只存在兩種差分工作狀態(tài)：輸出A高，輸出B低；輸出A低，輸出B高。但是，還存在另外兩個(gè)共模狀態(tài)，即兩個(gè)半橋輸出的極性相同（都為高或都為低）。這兩個(gè)共模狀態(tài)之一可與差分狀態(tài)配合產(chǎn)生三態(tài)調制，LC濾波器的差分輸入可為正、零或負。零狀態(tài)可用于表示低功率水平，代替兩態(tài)方案中在正狀態(tài)和負狀態(tài)之間的開(kāi)關(guān)。在零狀態(tài)期間，LC濾波器的差分動(dòng)作非常小，雖然實(shí)際上增加了共模EMI，但減少了差分EMI。差分優(yōu)勢只適用于低功率水平，因為正狀態(tài)和負狀態(tài)仍必須用于對揚聲器提供大功率。三態(tài)調制方案中變化的共模電壓電平對于閉環(huán)放大器是一個(gè)設計挑戰。

PWM原理和例子。

注：SAMPLE AUDIO IN = 采樣音頻輸入

PWM OUT = PWM輸出

TRIANGLE WAVE = 三角波

PWM CONCEPT = PWM原理

PWM EXAMPLE = PWM例子

SINE = 正弦波

AUDIO INPUT = 音頻輸入

PULSES = 脈沖

PWM OUTPUT = PWM輸出

EMI處理

 D類(lèi)放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不正確理解和處理，這些分量會(huì )產(chǎn)生大量EMI并且干擾其它設備的工作。

 兩種EMI需要考慮：輻射到空間的信號和通過(guò)揚聲器及電源線(xiàn)傳導的信號。D類(lèi)放大器調制方案決定傳導EMI和輻射EMI分量的基線(xiàn)譜。但是，可以使用一些板級的設計方法減少D類(lèi)放大器發(fā)射的EMI，而不管其基線(xiàn)譜如何。

 一條有用的原則是將承載高頻電流的環(huán)路面積減至最小，因為與EMI相關(guān)的強度與環(huán)路面積及環(huán)路與其它電路的接近程度有關(guān)。例如，整個(gè)LC濾波器（包括揚聲器接線(xiàn)）的布局應盡可能地緊密，并且保持靠近放大器。電流驅動(dòng)和返回路印制線(xiàn)應當集中在一起以將環(huán)路面積減至最�。〒P聲器使用雙絞線(xiàn)對接線(xiàn)很有幫助）。

 另一個(gè)要注意的地方是當輸出級晶體管柵極電容開(kāi)關(guān)時(shí)會(huì )產(chǎn)生大的瞬態(tài)電荷。通常這個(gè)電荷來(lái)自?xún)δ茈娙�，從而形成一個(gè)包含兩個(gè)電容的電流環(huán)路。通過(guò)將環(huán)路面積減至最小可降低環(huán)路中瞬態(tài)的EMI影響，意味著(zhù)儲能電容應盡可能靠近晶體管對它充電。

 有時(shí)，插入與放大器電源串聯(lián)的RF扼流線(xiàn)圈很有幫助。正確布置它們可將高頻瞬態(tài)電流限制在靠近放大器的本地環(huán)路內，而不會(huì )沿電源線(xiàn)長(cháng)距離傳導。

 如果柵極驅動(dòng)非重疊時(shí)間非常長(cháng)，揚聲器或LC濾波器的感應電流會(huì )正向偏置輸出級晶體管端的寄生二極管。當非重疊時(shí)間結束時(shí)，二極管偏置從正向變?yōu)榉聪�。在二極管完全斷開(kāi)之前，會(huì )出現大的反向恢復電流尖峰，從而產(chǎn)生麻煩的EMI源。通過(guò)保持非重疊時(shí)間非常短（還建議將音頻失真減至最�。┦笶MI減至最小。如果反向恢復方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二極管與該晶體管的寄生二極管并聯(lián)，從而轉移電流并且防止寄生二極管一直導通。這很有幫助，因為Schottky二極管的金屬半導體結本質(zhì)上不受反向恢復效應的影響。

 具有環(huán)形電感器磁芯的LC濾波器可將放大器電流導致的雜散現場(chǎng)輸電線(xiàn)影響減至最小。在成本和EMI性能之間的一種好的折衷方法是通過(guò)屏蔽減小來(lái)自低成本鼓形磁芯的輻射，如果注意可保證這種屏蔽可接受地降低電感器線(xiàn)性和揚聲器音質(zhì)。

LC濾波器設計

 為了節省成本和PCB面積，大多數D類(lèi)放大器的LC濾波器采用二階低通設計。圖3示出一個(gè)差分式二階LC濾波器。揚聲器用于減弱電路的固有諧振。盡管揚聲器阻抗有時(shí)近似于簡(jiǎn)單的電阻，但實(shí)際阻抗比較復雜并且可能包括顯著(zhù)的無(wú)功分量。要獲得最佳濾波器設計效果，設計工程師應當總是爭取使用精確的揚聲器模型。

 常見(jiàn)的濾波器設計選擇目的是為了在所需要的最高音頻頻率條件下將濾波器響應下降減至最小以獲得最低帶寬。如果對于高達20 kHz頻率，要求下降小于1 dB，則要求典型的濾波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）響應（以達到最大平坦通帶）。對于常見(jiàn)的揚聲器阻抗以及標準的L值和C值，下表給出了標稱(chēng)元器件值及

 其相應的近似Butterworth響應：

如果設計不包括揚聲器反饋，揚聲器THD會(huì )對LC濾波器元器件的線(xiàn)性度敏感。

 電感器設計考慮因素：設計或選擇電感器的重要因素包括磁芯的額定電流和形狀，以及饒線(xiàn)電阻。

 額定電流：選用磁芯的額定電流應當大于期望的放大器的最高電流。原因是如果電流超過(guò)額定電流閾值并且電流密度太高，許多電感器磁芯會(huì )發(fā)生磁性飽和，導致電感急劇減小，這是我們所不期望的。

 通過(guò)在磁芯周?chē)�饒線(xiàn)而形成電感器。如果饒線(xiàn)匝數很多，與總饒線(xiàn)長(cháng)度相關(guān)的電阻很重要。由于該電阻串聯(lián)于半橋和揚聲器之間，因而會(huì )消耗一些輸出功率。如果電阻太高，應當使用較粗的饒線(xiàn)或選用要求饒線(xiàn)匝數較少的其它金屬材質(zhì)的磁芯以提供需要的電感。

 最后，不要忘記所使用的電感器的形狀也會(huì )影響EMI，正如上面所提到的。

系統成本

 在使用D類(lèi)放大器的音頻系統中，有哪些重要因素影響其總體成本? 我們怎樣才能將成本減至最低? D類(lèi)放大器的有源器件是開(kāi)關(guān)輸出級和調制器。構成該電路的成本大致與模擬線(xiàn)性放大器相同。真正需要考慮的折衷是系統的其它元器件。

 D類(lèi)放大器的低功耗節省了散熱裝置的成本（以及PCB面積），例如，散熱片或風(fēng)扇。D類(lèi)集成電路放大器可采用比模擬線(xiàn)性放大器尺寸小和成本低的封裝。當驅動(dòng)數字音頻源時(shí)，模擬線(xiàn)性放大器需要數模轉換器（DAC）將音頻信號轉換為模擬信號。對于處理模擬輸入的D類(lèi)放大器也需如此轉換，但對于數字輸入的D類(lèi)放大器有效地集成了DAC功能。

 另一方面，D類(lèi)放大器的主要成本缺點(diǎn)是LC濾波器。LC濾波器的元器件，尤其是電感器，占用PCB面積并且增加成本。在大功率放大器中，D類(lèi)放大器的總體系統成本仍具有競爭力，因為在散熱裝置節省的大量成本可以抵消LC濾波器的成本。但是在低成本、低功耗應用中，電感器的成本很高。在極個(gè)別情況下，例如，用于蜂窩電話(huà)的低成本放大器，放大器IC的成本可能比LC濾波器的總成本還要低。即使是忽略成本方面的考慮，LC濾波器占用的PCB面積也是小型應用中的一個(gè)問(wèn)題。 為了滿(mǎn)足這些考慮，有時(shí)會(huì )完全取消LC濾波器，以采用無(wú)濾波放大器設計。這樣可節省成本和PCB面積，雖然失去了低通濾波器的好處。如果沒(méi)有濾波器，EMI和高頻功耗的增加將會(huì )不可接受，除非揚聲器采用電感式并且非�？拷�放大器，電流環(huán)路面積最小，而且功率水平保持很低。盡管這種設計在便攜式應用中經(jīng)常采用，例如，蜂窩電話(huà)，但不適合大功率系統，例如，家庭音響。

 另一種方法是將每個(gè)音頻通道所需要的LC濾波器元器件數減至最少。這可以通過(guò)使用單端半橋輸出級實(shí)現，它需要的電感器和電容器數量是差分全橋電路的一半。但如果半橋輸出級需要雙極性電源，那么與產(chǎn)生負電源相關(guān)的成本可能就會(huì )過(guò)高，除非負電源已經(jīng)有一些其它目的，或放大器有足夠多的音頻通道，以分攤負電源成本。另外，半橋也可從單電源供電，但這樣會(huì )降低輸出功率并且經(jīng)常需要使用一個(gè)大的隔直流電容器。