1 引 言

        D類(lèi)(數字音頻功率)功率放大器由于功率轉化效率高、散熱量低的優(yōu)點(diǎn)成為樣的目前研究的熱點(diǎn)，并且有望在幾年內會(huì )取代目前主流的AB類(lèi)功放成為音頻功率放大器領(lǐng)域的主流產(chǎn)品。雖然D類(lèi)功率放大器有很大的潛力，但還存在不同于傳統功率放大器的缺點(diǎn)——非線(xiàn)性失真，這種非線(xiàn)性失真是阻止D類(lèi)功放目前普遍應用的主要障礙之一。造成D類(lèi)功率放大器非線(xiàn)性失真的原因很多，例如：通常設置死區時(shí)間來(lái)避免上下功率晶體管同時(shí)處于導通狀態(tài)，由此會(huì )帶來(lái)非線(xiàn)性失真；功放管的導通時(shí)間和體二極管恢復時(shí)間的有限造成的非線(xiàn)性失真；輸出濾波電感與電容的非線(xiàn)性和電源的波動(dòng)產(chǎn)生的非線(xiàn)性失真等。其中，功放管造成的非線(xiàn)性失真是D類(lèi)功放噪聲的主要部分。要設計一個(gè)高保真的D類(lèi)功率放大器，就要盡力把這些非線(xiàn)性失真減到最小，這就需要采用一些新的技術(shù)手段來(lái)克服非線(xiàn)性失真的缺點(diǎn)。

        為了減小非線(xiàn)性失真，與傳統PwM控制的D類(lèi)功放和沒(méi)有帶反饋的1-bit∑-△調制器控制的D類(lèi)功放不同，出現了帶反饋的1-bit∑-△調制器的D類(lèi)功率放大器。本文在這種帶反饋的1-bit∑-△調制器結構的基礎上，設計一種低非線(xiàn)性失真拓撲的7階1-bit∑-△調制器，并通過(guò)計算機仿真軟件來(lái)仿真和驗證的所設計的系統結構。

2 基于1-bit∑-△調制器的帶反饋的D類(lèi)功放系統結構

        傳統D類(lèi)功率放大器的主要原理是一種將輸入模擬音頻信號或PCM數字信息變換成PWM(脈沖寬度調制)或PDM(脈沖密度調制)的脈沖信號，然后用PWM或PDM的脈沖信號去控制大功率開(kāi)關(guān)器件通或斷的音頻功率放大器。雖然這種控制方法輸入穩定范圍大，但如引言所述，會(huì )產(chǎn)生大量的非線(xiàn)性失真，并且功放管輸出端存在大量調制信號的諧波，這些諧波會(huì )產(chǎn)生有害的電磁輻射。

        為了克服這些缺點(diǎn)，文獻[3，4]在基于1-bit∑-△調制器的D類(lèi)功放中做了改進(jìn)，提出基于1-bit∑-△調制器的帶反饋的D類(lèi)功放，其系統結構見(jiàn)圖1。如在圖中量化器輸出端反饋(見(jiàn)圖中虛線(xiàn))就構成一個(gè)∑-△調制器，其工作原理是利用過(guò)采樣技術(shù)減少信號頻帶里的量化噪聲，再用噪聲整形技術(shù)把信號頻帶里的量化噪聲推向高頻，然后把高頻部分濾掉，從而提高信噪比。如果不在量化器的輸出端反饋(見(jiàn)圖中虛線(xiàn))，而在功率管輸出端反饋(見(jiàn)圖中實(shí)線(xiàn))，則可以利用過(guò)采樣和噪聲整形這兩種技術(shù)同時(shí)減少信號頻帶范圍內量化器的量化噪聲和功率管帶來(lái)的非線(xiàn)性失真噪聲，得到整體信噪比的提高。文獻[3，4]就按照這種思路，設計出基于1-bit∑-△調制器的帶反饋的D類(lèi)功放，并得到實(shí)際流片的證實(shí)。值得提出的是根據輸出信號幅度大小來(lái)設置量化器的遲滯，可以有效抑制功率管輸出的高頻成分，大量減少有害的電磁輻射。對于這種結構的D類(lèi)功放，難點(diǎn)是設計一個(gè)高穩定輸入、高信噪比的∑-△調制器來(lái)實(shí)現高功率轉化效率和高保真音質(zhì)。

3 新型7階1-bit∑-△調制器結構與設計

        在模擬輸入的D類(lèi)功放中，只能選擇單級1-bit∑-△調制器作為控制器，不能選擇多位或級聯(lián)結構。這里從新的角度闡釋單級1-bit∑-△調制器的工作原理和設計思路。低通單級1-bit∑-△調制器可以分成2個(gè)部分：一部分是由L0和L1構成的線(xiàn)性環(huán)路濾波器，一部分是量化器，見(jiàn)圖2。U是模擬信號輸入；Y是環(huán)路濾波器的輸出，也是量化器的輸入；E是量化器的量化噪聲；V是調制器的輸出并負反饋到環(huán)路濾波器的輸入。

        則調制器的噪聲傳輸函數NTF(z)和信號傳輸函數STF(z)分別是：

        由式(1)和(2)可知：在信號頻率范圍內，L1必須很大，才能使NTF很小，也就減小了信號頻率范圍內的量化噪聲；同時(shí)在信號頻率范圍內，L0必須很大，這樣可以抵消必須很大的L1，以迫使NTF保持不變，讓信號不失真地通過(guò)；并且NTF和STF有相同的極點(diǎn)。進(jìn)一步推知：L1和L0應該有相同的極點(diǎn)。但是他們的零點(diǎn)一般不同。其實(shí)，一般用積分器電路來(lái)實(shí)現L1和L0，的確實(shí)現了有相同極點(diǎn)的L1和L0。如一階∑-△調制器：L0=1／(z+1)；L1=-1／(z+1)，可得到STF=z-1，NTF=z-1-1，從而實(shí)現了一階噪聲整形。環(huán)路濾波器中級聯(lián)積分器個(gè)數代表調制器的階數(n)，通過(guò)L1可以得到NTF。階數越高，就可以得到更高階的噪聲整形，就越能降低信號頻率范圍內的量化噪聲，實(shí)現更高的信噪比。1-bit調制器的階數、過(guò)采樣率和信噪比的具體數學(xué)關(guān)系在文獻[6，7]里有詳細的推導。

        ∑-△調制器的信噪比取決于NTF，所以設計調制器時(shí)，首先根據系統要求，選擇合適的過(guò)采樣率和階數，構造L1，再由式(1)得到NTF。為使信噪比最大，對NTF極點(diǎn)的位置要求很苛刻，其位置要使得NTF分母的模在信號頻率范圍內很大(為降低信號頻率范圍的量化噪聲)，并且盡可能保持不變(為不影響信號頻率范圍里的信號)。但是，對于單級高階∑-△調制器，設計這樣的NTF使信噪比最大的同時(shí)，也使得最大穩定輸入值減小。NTF的零點(diǎn)一般都位于z=1，但是NTF零點(diǎn)全部都在z=1時(shí)，沒(méi)有讓調制器的信噪比達到最大。在過(guò)采樣率和階數都確定的條件下，特別對于單級高階∑-△調制器的設計，需要優(yōu)化NTF的零點(diǎn)，讓調制器的信噪比進(jìn)一步得到提高，即在電路內部引進(jìn)負反饋，讓NTF的部分零點(diǎn)偏離1。確定了NTF，接下來(lái)設計STF，為簡(jiǎn)化設計，一般讓STF在信號頻率范圍內接近1，實(shí)現輸入信號的無(wú)失真傳輸。通過(guò)上述分析看到：設計∑-△調制器，也就是設計設計L0和L1使得NTF和STF滿(mǎn)足系統對信噪比的要求。

        ∑-△調制器應用在D類(lèi)功放中，因為輸出功率管的電磁輻射和功率管寄生電容消耗的能量隨過(guò)采樣頻率的增大而增大，所以不能取很高的過(guò)采樣頻率。本文取過(guò)采樣值128，對頻率范圍20 Hz～21 kHz的音頻信號，即過(guò)采樣頻率是5.6 MHz。
高保真音頻功率放大器都要求信噪比達到100 dB以上。在采樣頻率確定的條件下，要實(shí)現100 dB以上的信噪比，又必須使用單級1-bit的∑-△調制器，就要選擇高階調制器。采樣率為128的4階的調制器，如前面所述，如果嚴格要求NTF的極點(diǎn)位于對信噪比的影響最小的位置，可以很容易實(shí)現100 dB以上的信噪比，但是按這種的思路設計，若輸入值超過(guò)0.7(歸一化)，調制器就變的不穩定。用在D類(lèi)功放中，最大功率轉化效率是70％，顯然這樣的設計不可取，沒(méi)有充分體現D類(lèi)功放的高功率轉化效率的優(yōu)點(diǎn)。

        但是在NTF和階數之間做折衷，對NTF極點(diǎn)位置的要求不像前面所述的那樣苛刻，最大穩定輸入值就會(huì )變大。雖然這樣的NTF降低了信噪比，但是采用高階，比如6階或7階，來(lái)提高信噪比，最后整體信噪比也能達到100 dB以上，最大穩定輸入值得到很大程度的提高。本文采用這種思路，經(jīng)過(guò)仿真，采用過(guò)采樣率為128的7階調制器。其拓撲結構見(jiàn)圖3，其中第2、第4、第6積分器是采用沒(méi)有延遲的積分器，其余的積分器采用一個(gè)周期延遲的積分器，目的為優(yōu)化NTF零點(diǎn)便于實(shí)際電路的實(shí)現。與目前出現的高階調制器結構相比，這種結構有很多優(yōu)點(diǎn)，更適用于基于1-bit∑-△調制器的帶反饋的D類(lèi)功放。為了簡(jiǎn)化分析，先假設c1=c2=…=c8=1，g1=g2=g3=0，可以推出：

        其中I(z)=1／(z-1)，取b2=b3=b4=b5=b6=b7=0，b1=b8=1，則：

        可以看到：a1，a2，a3，a4，a5，a6，a7決定NTF的極點(diǎn)，STF是1。而且，

        這樣，信號沒(méi)有經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器，只有量化噪聲(e)經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器，減少了信號通過(guò)環(huán)路濾波器時(shí)引起的失真，也減輕了具體環(huán)路濾波器電路的設計難度，而且環(huán)路濾波器的參數隨溫度和工藝偏差的改變不會(huì )影響信號。上面的推倒沒(méi)有考慮c1，c2，…，c8和g1，g2，g3，見(jiàn)圖3。為防止積分器輸出飽和，實(shí)際c1，c2，…，c8和b1值都小于1，會(huì )在一定程度上減小信噪比。為NTF零點(diǎn)優(yōu)化，g1，g2，g3實(shí)現內部負反饋，可以提高信噪比。

        通過(guò)Simulink的仿真，可以合理確定這些參數。

        本文設計的NTF零極點(diǎn)見(jiàn)圖4。調制器的信噪比達到130 dB以上，最大穩定輸入值達到0.9(被參考電壓歸一化)，并且最后確定的所有參數值都很合理，便于集成電路的實(shí)現，調制器的仿真結果見(jiàn)圖5(a)，其仿真輸入信號是頻率700 Hz，幅值0.8的正弦波。

4 結果仿真和驗證

        圖3給出整個(gè)D類(lèi)功放的Simulink仿真模型，其中實(shí)際功率管的噪聲用功率管噪聲模型表示。噪聲可分為2部分：一部分是隨機噪身；一部分是輸入信號的非線(xiàn)性失真。在仿真時(shí)采用高斯分布信號替代隨機噪聲，噪聲底部是-65 dB；非線(xiàn)性失真用二次諧波表示(忽略更高次諧波)，該諧波的幅直為-30 dB，把兩部分噪聲信號加起來(lái)的頻譜參見(jiàn)圖5(b)(實(shí)際功率管帶來(lái)的噪聲一般不會(huì )大于本文模型里用的噪聲)。很顯然，若功率管這部分噪聲不做任何處理，就會(huì )嚴重影響音質(zhì)。若采用類(lèi)似文獻[4]處理該噪聲的方法，采用圖3的新型調制器拓撲結構，就更加明顯有效抑制了音頻信號頻帶范圍里的噪聲，可以實(shí)現高保真的音質(zhì)。圖5(c)給出總體D類(lèi)功放拓撲結構的仿真結果，其輸入信號和仿真圖5(a)一樣，頻率為700 Hz、幅值0.8的正弦波，并且用圖3中的功率管模型噪聲替代實(shí)際功率管噪聲。通過(guò)比較圖5(a)，(b)，(c)，可以看到，雖然考慮實(shí)際功率管噪聲而降低了信噪比5 dB，但∑-△調制器有效得調制了功率管帶來(lái)的噪聲，明顯降低了D類(lèi)功放的非線(xiàn)性失真，而且信噪比也大于文獻[4]中結果。從而也驗證了本文結構優(yōu)點(diǎn)。

5 結語(yǔ)

        本文介紹了基∑-△調制器帶反饋的D類(lèi)功放，嘗試從新的角度研究高階1-bit∑-△調制器的工作過(guò)程和設計思路，通過(guò)具體設計仿真，實(shí)現一個(gè)低非線(xiàn)性失真、信噪比可達到130 dB以上的7階1-bit∑-△調制器。該調制器與目前出現的高階∑-△調制器相比，有很多優(yōu)點(diǎn)，用在基∑-△調制器帶反饋的D類(lèi)功放中，使功放達到高功率轉化效率、高保真的要求。

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