導讀: 為提高功放效率，以適應現代社會(huì )高效、節能和小型化的發(fā)展趨勢，以D類(lèi)功率放大器為核心，以單片機89C51和可編程邏輯器件（FPGA）進(jìn)行控制及時(shí)數據的處理，實(shí)現了對音頻信號的高效率放大。
1 系統方案論證與選擇
1.1 整體方案
方案①：數字方案。輸入信號經(jīng)前置放大調理后，即由A/D采入單片機進(jìn)行處理，三角波產(chǎn)生及與音頻信號的比較均由軟件部分完成，然后由單片機輸出兩路完全反向的PWM波給入后級功率放大部分，進(jìn)行放大。此種方案硬件電路簡(jiǎn)單，但會(huì )引入較大數字噪聲。
方案②：硬件電路方案。三角波產(chǎn)生及比較、PWM產(chǎn)生仍由硬件電路實(shí)現，此方案噪聲較小、且幅值能做到更大，效果較好，故采用此方案。
1.2 三角波產(chǎn)生電路設計
方案①：利用NE555產(chǎn)生三角波。該電路的特點(diǎn)是采用恒流源對電容線(xiàn)性沖、放電產(chǎn)生三角波，波形線(xiàn)性度較好、頻率控制簡(jiǎn)單，信號幅度可通過(guò)后加衰減電位器控制。
方案②：對方波積分產(chǎn)生三角波。積分器與比較器級聯(lián)，通過(guò)對比較器產(chǎn)生的方波積分得到三角波，頻率與幅值控制只需調整某些電阻值，控制簡(jiǎn)單。但考慮積分電路存在積分漂移。
此處采用選擇方案①。
1.3 PWM波產(chǎn)生方案設計
方案①：直接比較。取偏重與輸入音頻信號信置相同，幅度略大的三角波信號與音頻信號直接比較，產(chǎn)生PWM波，后再經(jīng)反向器產(chǎn)生一路與之完全反向的PWM波信號給后級放大電路。
方案②：雙路比較。用兩路偏置不同的三角波信號與音頻信號的上下半部分別比較。此種方案可減少后綴H橋電路中CMOS管的開(kāi)合次數，減少功率損耗，提高效率。
方案③：將音頻信號直接反向。在對音頻輸入信號進(jìn)行放大調理后直接將其反向，再對處理后信號分別進(jìn)行三角波比較，從而產(chǎn)生兩路反向的PWM波。
因方案②的效率較高且對抑制共模噪聲有一定作用，故選用方案②。
1. 4 短路保護方案設計
方案①：電流互感器法。用電流互感器感應出通過(guò)負載電阻的電流，在對此電流進(jìn)行處理，以判斷電路過(guò)不過(guò)流。
方案②：采樣電阻法。將一小值電阻串入電路中采出系統流過(guò)負載的電流，以判斷電路過(guò)不過(guò)流。該方案實(shí)現簡(jiǎn)單，且接入小值電阻對此系統影響很小，故采用此方案。
2 系統總體設計方案及實(shí)現框圖
如圖1所示為系統的整體實(shí)現框圖，系統由高效率功率放大、信號變換電路、過(guò)流保護及功率測量4個(gè)主要模塊組成。其中最核心的高效率功率放大器又由前置放大、三角波產(chǎn)生電路、比較器電路、驅動(dòng)電路、H橋互補對稱(chēng)放大5部分構成。輸入音頻信號經(jīng)過(guò)前置放大電路進(jìn)行放大調理后，分上下部與兩路三角波信號進(jìn)行比較，得到兩路相互對應的PWM波；即對音頻信號進(jìn)行脈寬調制，而后經(jīng)驅動(dòng)電路增加其信號的驅動(dòng)能力，再給入H橋模塊，利用占空比的變化控制功率開(kāi)關(guān)管的導通與截止，實(shí)現功率放大，之后再對負載上的輸出進(jìn)行低通濾波濾出原音頻信號。在負載上將信號給入信號變化電路，將雙端信號轉化為單端信號，經(jīng)一截止頻率為20 kHz的RC濾波器后接測試儀表測試。同時(shí)在此處將單端信號真有效值檢波，經(jīng)AD采樣后送入單片機內進(jìn)行功率計算及顯示。系統還有過(guò)流保護功能，0.1Ω采樣電阻與負載串聯(lián)，采出流過(guò)負載的電流值，經(jīng)放大比較后，用繼電器控制功率放大部分的供電，從而實(shí)現保護作用。系統最大不失真輸出功率大于等于1 W，可實(shí)現電壓放大倍數1~20連續可調，因采用D類(lèi)放大方案，可達到較高的效率，輸出噪聲很小，功率顯示誤差很小。
圖1 系統整體框圖
C1線(xiàn)性充電，當充電使C1兩端電壓達到2/3Vcc時(shí)，3號腳輸出電平發(fā)生反轉，變?yōu)榈碗娖�，此時(shí)D1、D2、D3、D4導通狀態(tài)也完全相反，由下方T3、T4、R2構成的恒流源通過(guò)D2對C1線(xiàn)性放電，當放電使C1兩端電壓達1/3Vcc時(shí)，3號腳又反轉為高電平，如此循環(huán)往復，實(shí)現周期三角波信號產(chǎn)生。由C1兩端引出輸出，即可得到線(xiàn)性度良好的三角波信號，后接一級同相跟隨器已達到前后級隔離的目的。C1采用漏電流低、響應速度快的聚苯乙烯電容，保證較好性能。
圖2 三角波產(chǎn)生電路
三角波頻率、幅值計算如下：記通過(guò)電阻R1、R2的充放電電流為Io，此處Io=Vbe/R（其中Vbe為三極管的導通電壓），則有
三角波周期T=t1+t2，頻率為f=1/T，此電路經(jīng)實(shí)測產(chǎn)生三角波頻率為120 kHz（會(huì )與計算值有所偏差，因為三極管導通壓降不嚴格為0.7 V）。
3.3 雙路比較器電路（PWM波產(chǎn)生電路）
雙路比較器電路采用低功耗、可單電源工作的雙路比較器芯片LM393構成。此處為提高系統效率，減少后級H橋中CMOS管不必要的開(kāi)合，用兩路偏置不同的三角波分別與音頻信號的上半部和下半部進(jìn)行比較，產(chǎn)生兩路相互對應的PWM波信號給后級驅動(dòng)電路進(jìn)行處理，雙路比較波形圖如圖3所示。此處值得注意的是將上半部比較處理為音頻信號接比較器的負向端、三角波信號接正向端；下半部比較則相反，這樣形成相互對應，在音頻信號的半部形成相應PWM波時(shí)，另半部為低電平，可保征后級H橋中的CMOS管沒(méi)有不必要的開(kāi)合，以減少系統功率損耗。利用電位器將上半部比較三角波偏置調至3 V，下半部比較三角波偏置調至2 V.還需注意，三角波信號應比需比較范圍內的音頻信號幅度稍大一些，且偏置調節要較準確，以防音頻信號某些點(diǎn)比較不到，后續濾波還原原信號時(shí)產(chǎn)生失真。
圖3 雙路比較波形圖
3. 4 H橋互補對稱(chēng)輸出電路（后加四階巴特沃斯濾波）
H橋互補對稱(chēng)電路如圖4.采用低導通電阻、開(kāi)關(guān)速率快、受溫度影響小的場(chǎng)效應對管IRF9540和IRF540組成互補推挽放大電路。運用對稱(chēng)輸出方式，充分利用電源電壓，浮動(dòng)輸出載波峰峰值量大可達10 V，有效地提高了輸出功率。
圖4 H橋互補對稱(chēng)輸出電路
經(jīng)H轎互補對稱(chēng)電路放大后的兩路信號分別通過(guò)一四階巴特沃斯濾波器低通濾波，從而濾去高頻載波，得出放大后的音頻信號加在8 Ω負載兩端。濾波器上線(xiàn)截止頻率約為20 kHz，通頻帶內特性平坦，效果較好。注意此處應選擇大功率電感，否則會(huì )對信號幅值有削減作用，不能達到較高功率。
3. 5 短路保護模塊
短路保護電路如圖5.將一0.1Ω小電阻接入系統中，與8 Ω負載電阻串聯(lián)，通過(guò)對采樣電阻兩端取樣電壓進(jìn)行放大，而后再與設定的基準電壓進(jìn)行比較從而控制功效部分的供斷電，起到保護作用。放大部分采用芯片NE5532構成減法放大器，放大的同時(shí)可將電阻兩端的雙端信號變?yōu)閱味诵盘�，放大器放大倍數為�?/font>
經(jīng)過(guò)放大后的信號經(jīng)過(guò)由D1、C1、R5組成的峰值檢波部分，檢出信號幅度值送至比較器與設定的基準電壓進(jìn)行比較。比較器選用低功耗、響應速度較快的雙路比較芯片LM393.比較器負端用穩壓管D6及C3、R7設置為5.1V，比較器接成遲滯比較方式，一旦過(guò)流，即可自鎖。此時(shí)比較器輸出的高電平使三極管T1導通，繼電器的地控制端與地聯(lián)通，繼電器吸合，切斷功放部分的供電，達到保護目的。因比較器自鎖，所以在解決過(guò)流問(wèn)題后，關(guān)斷保護模塊的電源，才能重新進(jìn)入保護狀態(tài)。D2、D3、R6、C2組成開(kāi)機延時(shí)電路，在斷電后，C2通過(guò)D2快速放電，防止開(kāi)始瞬間C2上的殘余電壓對3號腳影響，防止比較器在非正常狀態(tài)下進(jìn)入自鎖狀態(tài)，使保護模塊不能發(fā)揮正常作用。
圖5 短路保護電路
3. 6 功率測量及顯示電路（有效值檢波及AD轉換電路）
功率測量電路采用真有效值檢波芯片AD637檢出信號真有效值，再經(jīng)12位串行接口、20kHz采樣率AD芯片ADS1286采樣后邀至FPGA內由程序進(jìn)行處理，計算出功率并顯示。如圖6所示。
圖6 功率測量及顯示電路
輸入綴用OPA604構成一射極跟隨器已達到隔離前后級的作用。改變平均電容的值可設定平均時(shí)間常數，并決定低頻準確度、輸出波紋的大小和穩定時(shí)間。交流波紋分量可以用增大此電容的值來(lái)減少，但這樣會(huì )使建立時(shí)間增大，所以選擇用后接一個(gè)二階有源低通濾波器的方法來(lái)減少輸出的紋波。得出真有效值后直接給入ADS1286進(jìn)行模數轉換，再由FPGA處理，計算出系統的輸出功率并進(jìn)行顯示。
4 系統軟件的設計
根據題目要求，要實(shí)現對系統功率的測量和顯示功能，硬件上采用8位CPU AT89S52，通過(guò)C51編程實(shí)現。單片機圭要完成對ADS1286的控制、采入數據、計算功率和送顯示的功能。而FPGA（采用Atera公司的Cyclone系列的EP1C6QC240）則作為一個(gè)總線(xiàn)控制器，對液晶和A/D與單片機之間的數據交換進(jìn)行管理。采用VerilogHDL語(yǔ)言在Quartus9.1的環(huán)境下編程實(shí)現。
5 測試方法和結果
5.1 測試儀器
15 MHz函數信號發(fā)生器 型號：Agilent33120A
數字示波器 型號：Tektronix TDS 1002，雙通道，60 MHz
直流電源 型號：SG173SB3，穩壓穩流型
四位半數字多用表 型號：Fluke 45 dual display multimeter
5.2 測試方案及結果分折
1）功率顯示誤差測量 用Agilent信號源給出輸入音頻信號，示波器在單端輸出測試點(diǎn)測負載上電壓峰值Vo，據式計算出實(shí)際功率，進(jìn)而計算出顯示誤差，結果見(jiàn)表1所示。
表1 放大電路通頻帶性能測試數據表
從表中數據可知，系統功率顯示模塊具有4位數字顯示，精度優(yōu)于5%，且誤差較小。
2）噪聲 用Agilent信號源給出輸入音頻信號（保證信號頻率20 kHz以下），用0.1μF電容進(jìn)行輸入端對地交流短路，用示波器在輸出端測量噪聲大小。此時(shí)測得噪聲為2.96mV.
3）效率測量 用直流電源對功放電路單獨供電，以便測試效率。供電電壓+5 V.用與測通頻帶相同的方法給出給出輸入信號，用示波器觀(guān)察輸出信號幅值，調整輸出為200 mW及500 mW，將四位半數字多用表串入放大器電路中，測出電路電流I.根據式計算出功率放大器效率，結果見(jiàn)表2所示。
表2功率放大電路效率測試數據表
從表中可以看出，在輸出功率為500mW時(shí)，功率放大電路效率高達64.10%，大大滿(mǎn)足了題目要求；在輸出為200 mW時(shí)，效率也達到了43.96%.系統可以實(shí)現高效率音頻放大。
4）過(guò)流保護測量 用與測通頻帶相同的方法給出給出輸入信號，用示波器觀(guān)察輸出信號幅值，將負載兩端短路，可看到短路模塊警示燈亮，功率放大部分的電源被切斷，輸出變?yōu)榱�，達剄保護目的。
6 結論
系統實(shí)現了對音頻信號的放大處理，完成了高效率功率放大、信號變換、功率測量及顯示、過(guò)流保護等功能。系統性能良好，在功率及效率方面的指標較高。放大電路、信號變換、功率測量及短路保護等部分都收到了較好的效果。尤其在功率方面可達到1.16 W，效率可達到64%，噪聲很低，功率測量顯示誤差較小。操作簡(jiǎn)單，人機交互靈活。 |
