世界各地有關(guān)降低電子系統能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設計人員采用更先進(jìn)的電源技術(shù)。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達到87% 及以上。由于標準反激式 (flyback) 和雙開(kāi)關(guān)正激式等傳統電源拓撲都不支持這些高效率級，所以正逐漸被軟開(kāi)關(guān)諧振和準諧振拓撲所取代。

工作原理
圖1所示為采用三種不同拓撲 (準諧振反激式拓撲、LLC諧振拓撲和使用軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的非對稱(chēng)半橋拓撲) 的開(kāi)關(guān)的電壓和電流波形。

 

圖1：準諧振、LLC和非對稱(chēng)半橋拓撲的比較

輸出二極管電流降至零
當初級端耦合回次級端時(shí)的斜坡變化
體二極管導通，直到MOSFET導通
 
 這三種拓撲采用了不同的技術(shù)來(lái)降低MOSFET的開(kāi)通損耗，導通損耗的計算公式如下：
 
在這一公式中，ID 為剛導通后的漏電流， VDS 為開(kāi)關(guān)上的電壓， COSSeff 為等效輸出電容值(包括雜散電容效應)，tON 為導通時(shí)間，fSW 為開(kāi)關(guān)頻率。.
如圖1所示，準諧振拓撲中的 MOSFET 在剛導通時(shí)漏極電流為零，因為這種轉換器工作在不連續傳導模式下，故開(kāi)關(guān)損耗由導通時(shí)的電壓和開(kāi)關(guān)頻率決定。準諧振轉換器在漏電壓最小時(shí)導通，從而降低開(kāi)關(guān)損耗。這意味著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率不恒定：在負載較輕時(shí)，第一個(gè)最小漏電壓來(lái)得比較早。以往的設計總是在第一個(gè)最小值時(shí)導通，輕負載下的效率隨開(kāi)關(guān)頻率的增加而降低，抵消了導通電壓較低的優(yōu)點(diǎn)。在飛兆半導體的e-Series™ 準諧振電源開(kāi)關(guān)中，控制器只需等待最短時(shí)間 (從而設置頻率上限)，然后在下一個(gè)最小值時(shí)導通 MOSFET。
其它拓撲都采用零電壓開(kāi)關(guān)技術(shù)。在這種情況下，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線(xiàn)電壓降至1V左右，這有效地消除了導通開(kāi)關(guān)損耗。通過(guò)讓電流反向經(jīng)體二極管流過(guò)MOSFET，再導通MOSFET，可實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。二極管的壓降一般約為1V。
諧振轉換器通過(guò)產(chǎn)生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)，而這需要在諧振網(wǎng)絡(luò )上加載方波電壓，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動(dòng) (更高階分量一般可忽略)。通過(guò)諧振，電流滯后于電壓，從而實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。諧振網(wǎng)絡(luò )的輸出通過(guò)整流提供DC輸出電壓，最常見(jiàn)的諧振網(wǎng)絡(luò )由一個(gè)帶特殊磁化電感的變壓器、一個(gè)額外的電感和一個(gè)電容構成，故名曰LLC。
非對稱(chēng)半橋轉換器則是通過(guò)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。這里，橋產(chǎn)生的電壓為矩形波，占空比遠低于50%。在把這個(gè)電壓加載到變壓器上之前，需要一個(gè)耦合電容來(lái)消除其中的DC分量，而該電容還作為額外的能量存儲單元。當兩個(gè)MOSFET都被關(guān)斷時(shí)，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉。這種電壓擺幅最終被突然出現初級電流的相關(guān)MOSFET體二極管鉗制。

選擇標準
這些能源優(yōu)化方面的成果帶來(lái)了出色的效率。對于75W/24V的電源，準諧振轉換器設計可以獲得超過(guò)88%的 效率。利用同步整流 (加上額外的模擬控制器和一個(gè)PFC前端)，更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級，雖然LLC諧振和非對稱(chēng)半橋轉換器可獲得更高的效率，但由于這兩種方案的實(shí)現成本較高，所以這個(gè)功率范圍普遍采用準諧振轉換器。對于從1W輔助電源到30W機頂盒電源乃至50W的工業(yè)電源的應用范圍，e-Series集成式電源開(kāi)關(guān)系列都十分有效。在此功率級之上，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準諧振控制器，它可以提供處理超高系統輸入電壓的額外靈活性，此外，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優(yōu)化性?xún)r(jià)比。
準諧振反激式拓撲使用一個(gè)低端MOSFET；而另外兩種拓撲在一個(gè)半橋結構中需要兩個(gè)MOSFET。因此，在功率級較低時(shí)，準諧振反激式是最具成本優(yōu)勢的拓撲。功率級較高時(shí)，變壓器的尺寸增加，效率和功率密度下降，這時(shí)往往考慮采用兩種零電壓開(kāi)關(guān)拓撲。
系統設計會(huì )受到四個(gè)因素所影響：分別是輸入電壓范圍、輸出電壓、是否易于實(shí)現同步整流，以及漏電感的實(shí)現。
圖2比較了兩種拓撲的增益曲線(xiàn)。為便于說(shuō)明，我們假設需要支持的輸入電壓為110V 和 220V。對于非對稱(chēng)半橋拓撲，這不是問(wèn)題。在我們設定的工作條件下，220V 和110V 時(shí)其增益分別為0.2和0.4 。在220V時(shí)，效率較低，因為磁化DC電流隨占空比減小而增大。對于LLC諧振轉換器來(lái)說(shuō)，最大增益為1.2，要注意的是滿(mǎn)負載曲線(xiàn)非常接近諧振。0.6的增益將導致頻率極高，系統性能很差�？傃灾�，LLC 轉換器不適合于較寬的工作范圍。通過(guò)對漏電感進(jìn)行外部調節，LLC 轉換器可以用于歐洲的輸入范圍，但代價(jià)是磁化電流較大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非對稱(chēng)半橋結構在輸入端帶有PFC級，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。

圖2：非對稱(chēng)半橋和LLC轉換器的增益曲線(xiàn)

對于24V以上的輸出電壓，我們建議采用LLC諧振轉換器。高的輸出二極管電壓會(huì )致使非對稱(chēng)半橋轉換器效率降低，因為額定電壓較高的二極管，其正向壓降也較高。在24V以下，非對稱(chēng)半橋轉換器則是很好的選擇。因為這時(shí)LLC轉換器的輸出電容紋波電流要大得多，其隨輸出電壓降低而變大，從而增加解決方案的成本和尺寸。

上述兩種拓撲都可以采用同步整流。對非對稱(chēng)半橋拓撲，這實(shí)現起來(lái)非常簡(jiǎn)單 (參見(jiàn)飛兆半導體應用說(shuō)明AN-4153)。對LLC控制器，需要一個(gè)特殊的模擬電路來(lái)檢測流入MOSFET的電流，如果開(kāi)關(guān)頻率被限制為第二個(gè)諧振頻率 (圖2中的100kHz)，該技術(shù)是比較簡(jiǎn)單的。

最后，兩種設計都依賴(lài)變壓器的漏電感：在LLC轉換器中用來(lái)控制增益曲線(xiàn) (圖2)；而在非對稱(chēng)半橋轉換器則用以確保輕載下的軟開(kāi)關(guān)。對于大多數應用，我們都建議采用兩個(gè)單獨的電感來(lái)達到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個(gè)參數。此外，要實(shí)現一個(gè)不同尋常的漏電感，需要一個(gè)非標準的線(xiàn)圈管，這增加了成本。對于非對稱(chēng)半橋結構，如果采用標準變壓器，諧振開(kāi)關(guān)速度至少是開(kāi)關(guān)頻率的10倍，從而產(chǎn)生更大的損耗�？傊�，對LLC轉換器而言，建議再采用一個(gè)普通鐵氧體電感；而對非對稱(chēng)半橋轉換器，建議只使用一個(gè)高頻鐵氧體電感。
圖3顯示了非對稱(chēng)半橋轉換器的電路示意圖。該圖非常類(lèi)似于LLC諧振轉換器，只有一點(diǎn)不同：LLC諧振轉換器不需要輸出電感，以及非對稱(chēng)半橋控制器需要設置頻率而非PWM控制。
 

圖3：基于FSFA2100的非對稱(chēng)半橋轉換器
192W/24V 非對稱(chēng)半橋轉換器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在額定負載為20%-100% 時(shí)也有超過(guò)93%的滿(mǎn)負載效率。
在包含 PFC 前端的 200W/48V 電源條件下，LLC 諧振轉換器的效率在 93% 左右。通過(guò)同步整流，在該功率級下可以把效率提升至95%-96%。