介紹并分析了升壓型開(kāi)關(guān)變換器的拓撲結構及其仿真波形，以及PWM電流模式的不穩定性及其解決辦法。借助仿真軟件PSpice設計了一款以UC2843為核心的升壓開(kāi)關(guān)穩壓電源。整個(gè)電路易調試、工作穩定、高可靠性、成本低。
20世紀50年代，美國宇航局以小型化、重量輕為目標，為搭載火箭開(kāi)發(fā)了開(kāi)關(guān)電源。在半個(gè)多世紀的發(fā)展過(guò)程中，開(kāi)關(guān)電源因具有體積小、重量輕、效率高、發(fā)熱量低、性能穩定等優(yōu)點(diǎn)而逐漸取代由傳統技術(shù)設計制造的連續工作的線(xiàn)性電源，并廣泛用于電子、電氣設備中。20世紀80年代，計算機全面實(shí)現了開(kāi)關(guān)電源化，率先完成了計算機的電源換代。20世紀90年代，開(kāi)關(guān)電源在電子、電氣設備以及家電領(lǐng)域得到了廣泛的應用，開(kāi)關(guān)電源技術(shù)進(jìn)入快速發(fā)展期。
Cadence旗下的PSpice是一款電路仿真軟件，能夠對復雜的模數混合電路進(jìn)行仿真，而且開(kāi)關(guān)電源也不例外。

1 升壓變換器拓撲結構
升壓變換器屬于間接能量傳輸變換器。供電過(guò)程包含能量的存儲和釋放兩方面。如圖1所示，Vclock是脈沖信號源，提供PWM電壓，用以功率開(kāi)關(guān)S1的導通與截止。Rsense為電流取樣電阻，Resr為電容的等效串聯(lián)電阻。在開(kāi)關(guān)S1導通期間，二極管D1截止，電感儲存能量，輸出電容單獨為負載提供電能。在開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)期間，二極管D1導通，儲存了能量的電感與輸入電源串聯(lián)，為輸出提供電能，其中一部分轉移到電容C1里。

圖1 基本升壓變換器結構電路
1.1 工作于CCM條件下的升壓變換器波形
對圖1所示電路，借助PSpice進(jìn)行仿真，獲得如圖2所示的波形圖。這是典型的電感電流連續導通模式(CCM)。


圖2 工作于CCM條件下的Boost變換器波形
曲線(xiàn)①代表PWM波形，用于觸發(fā)功率開(kāi)關(guān)導通或斷開(kāi)。當開(kāi)關(guān)S1導通時(shí)，公共點(diǎn)SW/D電壓幾乎降到0。相反，當開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)時(shí)，公共點(diǎn)SW/D電壓增加為輸出電壓和二極管的正向壓降之和，如曲線(xiàn)②所示。曲線(xiàn)③描述了電感兩端電壓的變化。高電平期間，電感左側電壓為Vin，右側幾乎為0，對應功率開(kāi)關(guān)導通；而低電平期間，電感左側電壓仍為Vin，而右側突變?yōu)閂out，因為功率開(kāi)關(guān)截止，同時(shí)二極管導通，此時(shí)對應電感電壓為負值，這就意味著(zhù)輸出電壓大于輸入電壓。
電感電路在平衡時(shí)，電感兩端電壓平均值為0，即電感的電壓時(shí)間平衡。也就是圖中陰影部分面積S1=S2。假設D為PWM的占空比，TSW為開(kāi)關(guān)周期。則

整理得到

可見(jiàn)，在理想情況下，D越接近1，輸出電壓將趨于無(wú)窮大。實(shí)際上，只要輸出一定的電流，就難以得到傳輸系數超過(guò)4～5的升壓變換器。
曲線(xiàn)④為電感電流波形�？梢钥吹诫姼须妷弘m然出現了跳變，但電感電流仍然是連續的。
曲線(xiàn)⑤是輸出電壓波形，也是電容電壓�？梢钥吹交謴图夥逡约半妷杭y波。若考慮輸出電容的ESR，則相對紋波為

曲線(xiàn)⑥是輸入電流，明顯它是連續的。
1.2 工作于臨界導通模式下的電感電流
當電感電流紋波降到0時(shí)，功率開(kāi)關(guān)S1立即閉合，電感電流又向上增大。如圖3所示電感電流處于臨界點(diǎn)的電流變化。此時(shí)，電感電流平均值即對稱(chēng)三角形的電流平均值為最大值的1/2。即

假設效率為100%，則有


圖3 電感電流處于臨界點(diǎn)的電流變化
聯(lián)立以上兩式，可得R和L的臨界值


2 PWM開(kāi)關(guān)模式
1986年前后，脈寬調制(Pulse Width Modulation，PWM)開(kāi)關(guān)模式被提出，先后出現了電壓模式和電流模式。電流模式是目前常用的控制方法之一。
2.1 電流模式及其不穩定性
電流模式檢測電感電流和開(kāi)關(guān)電流，并在逐個(gè)脈沖的基礎上同誤差放大器的輸出進(jìn)行比較，控制PWM脈寬，由于電感電流隨誤差信號的變化而變化，從而更容易設置控制環(huán)路，改善了線(xiàn)性調整率。
在CCM條件下，占空比超過(guò)50%時(shí)，電流模式存在固有不穩定性，也稱(chēng)為次諧波振蕩。這種不穩定性與穩壓器的閉環(huán)特性無(wú)關(guān)，它是由固定頻率和峰值電流取樣同時(shí)工作所引起。圖4(a)顯示了這種現象，在t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)開(kāi)始導通，使電感電流以斜率m1上升，t1時(shí)刻，電流取樣輸入達到由控制電壓建立的門(mén)限。這導致開(kāi)關(guān)斷開(kāi)，電流以斜率m2衰減，直至下一個(gè)振蕩器周期。如果有一個(gè)擾動(dòng)加到控制電壓上，產(chǎn)生一個(gè)小的△I，在一個(gè)固定的振蕩器周期內，電流衰減時(shí)間減少，最小電流在開(kāi)關(guān)接通時(shí)刻t2，上升了△I+△I*m2/m1。最小電流在下一個(gè)周期t3減小至(△I+△I*m2/m1)m2/m1。如果m2>m1，這樣擾動(dòng)經(jīng)過(guò)幾個(gè)開(kāi)關(guān)周期的逐漸積累后，就會(huì )出現占空比一大一小的現象，即發(fā)生了次諧波振蕩。圖4(b)顯示了通過(guò)在控制電壓上增加一個(gè)與脈寬調制時(shí)鐘同步的人為斜坡，該斜坡的斜率如果≤m2/2，才能使得電感電流跟隨控制電壓，達到真正的電流模式工作。

圖4 連續電流波形圖
2.2 高性能電流模式控制器UC2843簡(jiǎn)介
UC2843是一種電流型脈寬調制電源芯片，價(jià)格低廉，廣泛應用于電子信息設備的電源電路設計，常用作反饋式開(kāi)關(guān)電源的控制電路。UC2843工作電壓為8.5～36V，是專(zhuān)為離線(xiàn)和DC-DC變換器應用而設計，提供了只需少量外部元件就能獲得低成本高效益的解決方案。具有可微調的振蕩器、能進(jìn)行精確的占空比控制、溫度補償的參考電壓、高增益的誤差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅動(dòng)功率MOSFET的理想器件。其它的保護特性包括滯后式欠壓鎖定，低壓鎖定門(mén)限為8.5V(通)和7.6V(斷)，還有逐周電流限制、可控輸出靜區時(shí)間等。


圖5所示為UC2843的內部框圖。

3 升壓型開(kāi)關(guān)穩壓電源設計
電源的技術(shù)指標為：輸人標稱(chēng)12V，動(dòng)態(tài)范圍9～18V，輸出24V，Io為1A，頻率為300kHz，輸出電壓精度為1%。設計電路如圖6所示。

圖6 12V-24V升壓變換器電路
3.1 元件參數選擇
(1)儲能電感。
在保證電感電流連續模式前提下，電感值應滿(mǎn)足

其中，Vs為為開(kāi)關(guān)管導通時(shí)漏極電位。假定電路在額定輸出時(shí)，電感紋波電流為平均電流的30%，即

故，電感值可取

綜合考慮，電感可取50～150μH。
(2)其它元件參數選擇。
為得到300kHz的工作頻率，選擇RT電阻為27kΩ，CT為220 pF。UC2843內部腳2為誤差放大器的反向輸入端，正向輸入基準為2.5V，可知輸出電壓為Vo=2.5(1+R1/R2)，由此可確定輸出取樣電阻R1和R2值分別8.7kΩ和1kΩ。開(kāi)關(guān)管，由于工作在大電流狀態(tài)，且頻率為300kHz。應選擇Rds小的功率開(kāi)關(guān)MOS管。輸出二極管應選擇快恢復二極管以保證開(kāi)關(guān)的正常工作。輸出電容是一個(gè)重要的儲能元件，所以應選用100μF及以上的電解電容，其余元件參數如圖6所示。為防止次諧波振蕩，特加入了由Q1組成的斜坡補償電路。
3.2 電路模擬仿真
運行PSpice仿真，得到如圖7所示波形。在9 V輸入電壓下，輸出電壓23.899V，電壓紋波11mV，電感電流1.5459A，紋波271mA，占空比75%。由于加入了斜坡補償，所以并沒(méi)有出現次諧波振蕩，即占空比時(shí)大時(shí)小的現象。電源效率為70%。電路元件參數的具體選擇，可參考仿真結果，查看每個(gè)元件的電流和耗散功率加以確定。

圖7 PSpice仿真波形

4 結束語(yǔ)
借助PSpice仿真軟件，設計了一款常用的12～24V升壓型開(kāi)關(guān)穩壓電源電路。整個(gè)電路調試容易，工作穩定、可靠性高、成本低。另外，可根據具體的電路指標要求，對電路進(jìn)行靈活控制、變動(dòng)，設計出其他的應用電路。