供電抑制比(PSRR)是測定放大器抑制供電噪音 (亦即紋波) 達到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時(shí)必須考慮的重要參數，因為PSRR不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型去耦合電容。在消費市場(chǎng)中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價(jià)格急速下滑，而且便攜式設計日益普遍的情況下更是如此。
在傳統的PSRR測量中，放大器的電源電壓包含DC電壓及AC紋波信號 (Vripple)。音頻輸出為AC接地，因此測量期間不會(huì )有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple不會(huì )明顯減弱 (圖1)。此時(shí)會(huì )測量輸出信號，然后使用等式1計算PSRR：
圖1:傳統的PSRR測量
圖2顯示在D類(lèi)BTL音頻放大器上進(jìn)行的傳統PSRR測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現供電噪音，不過(guò)，請注意出現的噪音在負載中為同相位(in-phase)。因此，測量PSRR時(shí)，Vout+與Vout-紋波會(huì )相互抵消，產(chǎn)生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類(lèi)PSRR測量無(wú)法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而PSRR測量無(wú)法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為AC接地。在實(shí)際應用中，放大器的功用是播放音樂(lè )，這正是必須考慮的部分。
播放音頻時(shí)，供電噪音會(huì )與內送音頻相互混合/調變，而整個(gè)音頻頻帶會(huì )產(chǎn)生程度不一的失真狀況，BTL配置本身的抵消作用再也無(wú)法消除其中的噪音，業(yè)界稱(chēng)此為互調失真(IMD)。IMD是兩個(gè)以上不同頻率的信號混合后所產(chǎn)生的結果，而且一般來(lái)說(shuō)，所形成的信號頻率不會(huì )是其中一種信號的諧波頻率(整數倍數)。
圖2:具備LC濾波器的BTL D類(lèi)PSRR測量
在繼續探討如何應付PSRR測量的缺陷之前，首先談?wù)撘幌禄仞�。從前文的論述中，應該不難察覺(jué)到D類(lèi)放大器本身有電源噪音方面的問(wèn)題，若不進(jìn)行反饋，這將成為一個(gè)重大缺陷 (在高階音頻應用中，開(kāi)放回路放大器可達到不錯的音質(zhì)，然而這類(lèi)放大器一般都具備相當穩定、高性能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設計人員可以設計一個(gè)電源已經(jīng)過(guò)良好調節的系統，不過(guò)成本會(huì )增加，又或者是使用具有反饋的D類(lèi)放大器 (也稱(chēng)為封閉回路放大器)。
在現今的消費性電子產(chǎn)品市場(chǎng)中，大多數的模擬輸入D類(lèi)放大器都采用封閉回路。然而，其中的數字輸入I2S放大器有其缺陷。I2S放大器通過(guò)數字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來(lái)源，由于免除不必要的數字模擬轉換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場(chǎng)上的封閉回路I2S放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來(lái)進(jìn)行PWM輸出取樣并且與內送 I2S數字音頻串流(digital audio stream)相加總是相當困難的。在模擬反饋系統中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡(jiǎn)易可行。然而，隨著(zhù)I2S市場(chǎng)的演變，大多數的I2S放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構。
顯然PSRR不是測量BTL D類(lèi)放大器供電抑制的有效方法，那么應該怎么做？現在回頭談?wù)劵フ{這個(gè)名詞。設計人員需要測量在播放音頻時(shí)所產(chǎn)生的互調失真及其對應的THD+N配置。在開(kāi)始之前，讓我們先回顧一下SE架構。在SE架構中，不論是AB類(lèi)、D類(lèi)或Z類(lèi)，都沒(méi)有BTL架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于A(yíng)B 類(lèi)或D類(lèi)放大器而言，在SE架構中，傳統的PSRR測量都能夠確實(shí)指出供電噪音抑制的情形。
在進(jìn)行實(shí)驗后便能取得一些數據，而藉由下列一系列測量所得的數據，則可分析和比較開(kāi)放回路及封閉回路I2S放大器的電源紋波IMD。數字1kHz音調注入放大器的輸入，而100Hz 的500mVpp紋波信號則注入電源供應。通過(guò)音頻精準度內建于FFT的功能可取得差動(dòng)輸出的FFT，進(jìn)而進(jìn)行觀(guān)測IMD。
圖3顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶(sideband)。反饋回路正有效地抑制互調失真。
圖3:TAS5706封閉回路互調曲線(xiàn)圖
圖4顯示相同的IMD測量，但是這次是在I2S開(kāi)放回路放大器進(jìn)行測量。900 Hz及1.1kHz的旁波帶相當明顯，因為其中沒(méi)有抑制IMD的反饋。
圖4:開(kāi)放回路互調曲線(xiàn)圖
現在提供一個(gè)好消息。在圖3及圖4中，可以清楚看出電源噪音IMD所產(chǎn)生的效果，不過(guò)，就音質(zhì)而言，IMD是一種很難達到定性的測量方式。進(jìn)行這種實(shí)驗時(shí)，可選擇改為測量 THD+N配置，以下兩項測量將依此進(jìn)行。THD+N是以1kHz數字音頻及500mVpp電源紋波進(jìn)行測量，電源紋波頻率則介于50Hz至1kHz之間。
圖5顯示開(kāi)放回路放大器在不同電源紋波頻率下的THD+N曲線(xiàn)圖。紅線(xiàn)表示電源供應未出現任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線(xiàn)表示介于50Hz至1kHz之間的紋波頻率。當紋波頻率增加時(shí)，失真對頻率帶寬的影響也會(huì )增加。通過(guò)經(jīng)過(guò)良好調節的電源能夠達到良好的開(kāi)放回路性能，不過(guò)，這會(huì )使得成本提高，對于現今極為競爭的消費性電子產(chǎn)品市場(chǎng)而言，會(huì )是一大問(wèn)題。
圖5:開(kāi)放回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率
圖6顯示封閉回路放大器的相同THD+N曲線(xiàn)圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音頻未出現任何紋波噪音。
圖6:封閉回路：不同PVCC紋波頻率的THD+N與頻率
結論
本文回顧了測量PSRR的傳統方法，并指出其未能有效測量BTL D類(lèi)放大器供電紋波效應的原因。BTL輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現任何音頻，便產(chǎn)生了錯誤的讀數。這是規格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇D類(lèi)放大器時(shí)其中一項相當重要的指標，尤其在檢視數字輸入 (I2S) 封閉回路及開(kāi)放回路放大器的性能差異時(shí)更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現1kHz音頻信號且電源供應出現噪音時(shí)的IMD及THD+N情況。本文最后說(shuō)明封閉回路D類(lèi)放大器何以能夠針對供電噪音進(jìn)行補償而開(kāi)放回路放大器卻無(wú)法做到。在極為競爭的消費性電子產(chǎn)品市場(chǎng)中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構能否降低系統成本是相當重要的設計重點(diǎn)。
