1. 引言
電源轉換器的封裝密度日益提高和節能標準越來(lái)越嚴格，要求不斷提高電源級的能效。隔離式電源轉換器的次級整流產(chǎn)生的嚴重的二極管正向損耗是主要的損耗，因此，只有利用同步整流（SR）才可能達到這些標準要求的能效水平。用MOSFET替代二極管引發(fā)了新的挑戰——優(yōu)化系統能效和控制電壓過(guò)沖。本應用筆記介紹了通過(guò)利用英飛凌OptiMOS™3解決方案的優(yōu)化表（適用于30 V、40 V、60 V、75 V、80 V、100 V、120 V和150 V等應用）幫助選擇最佳MOSFET的方法。

圖1. 二極管整流與同步整流之比較

. 同步整流基礎知識

要選擇最優(yōu)的MOSFET來(lái)實(shí)現同步整流，必須充分理解MOSFET的功耗產(chǎn)生機制。首先，必須區分開(kāi)隨負載而變化的導通損耗與基本保持不變的開(kāi)關(guān)損耗。導通損耗取決于MOSFET的RDS(on)和內部體二極管的正向電壓VSD。隨著(zhù)輸出電流的提高，導通損耗（RDS(on)損耗）也會(huì )相應地增加。為確保兩個(gè)SR MOSFET之間互鎖，以避免出現直通電流，必須實(shí)現一定的死區時(shí)間。因此，在開(kāi)啟一次側之前，必須關(guān)斷相應的MOSFET。由于該MOSFET正在導通全部續流電流，因此，這些電流將不得不從MOSFET溝道轉而流向內部的體二極管，并由此產(chǎn)生額外的體二極管損耗。體二極管的導通時(shí)間很短，僅為50 ns至100 ns左右，因而，當輸出電壓比體二極管的正向電壓高得多時(shí)，這些損耗可以忽略不計。

取決于電源轉換器的開(kāi)關(guān)頻率和輸出負載，開(kāi)關(guān)損耗對MOSFET的總功耗有很大影響。MOSFET開(kāi)啟時(shí)，必須對柵極進(jìn)行充電，以產(chǎn)生柵極電荷Qg。MOSFET關(guān)斷時(shí)，則必須將柵極中的電荷放電至源極，這就意味著(zhù)Qg將消散在柵極電阻和柵極驅動(dòng)器中。對于特定MOSFET技術(shù)，柵極驅動(dòng)損耗會(huì )隨著(zhù)RDS(on)的降低而增加，因為硅片越大Qg就越多。

在總開(kāi)關(guān)損耗中占很大比例的另一種損耗與MOSFET的輸出電容Coss和反向恢復電荷Qrr有關(guān)。MOSFET關(guān)斷時(shí)，必須將Qrr移走，并且必須將輸出電容充電至次級變壓器電壓。這個(gè)過(guò)程會(huì )導致反向電流峰值，該電流將耦合到交換環(huán)路的電感中。所以，這些電量將被轉移至MOSFET的輸出電容，加上之前存儲的電量，將由此產(chǎn)生電壓尖峰。這些電量將觸發(fā)LC振蕩電路。LC振蕩電路的性能取決于印刷電路板的感應系數和MOSFET的輸出電容Coss。LC電路的寄生串聯(lián)電阻將減弱振蕩。由于這種在關(guān)斷過(guò)程中產(chǎn)生的感應電量直接取決于MOSFET Coss（相應地，當輸出電容被充電至次級變壓器電壓時(shí)，則為輸出電荷Qoss），因此，總Coss決定了容性關(guān)斷損耗。對于柵極電荷也是如此，Qoss會(huì )隨著(zhù)RDS(on)的降低而增加。因此，總是能找到可以實(shí)現最高效率的導通損耗與開(kāi)關(guān)損耗之間的平衡點(diǎn)。

大致上，對于OptiMOS™3產(chǎn)品而言，Qrr可以忽略不計，因為其對總功耗的影響微乎其微。在這種情況下，Qrr僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復電荷，而數據手冊中的Qrr則是按照JEDEC標準測得的，因此，除體二極管Qrr之外，還包含MOSFET的部分輸出電荷。此外，其他因素也會(huì )導致應用中的實(shí)際Qrr值低于數據手冊所提供的Qrr值。數據手冊中的值是在對體二極管施以允許的最高M(jìn)OSFET漏極電流、體二極管導通時(shí)間長(cháng)達500 μs并且di/dt值固定為100A/μs的條件下測得的。在實(shí)際應用中，通常電流僅為最高漏極電流的三分之一左右甚至更低，體二極管導通時(shí)間在20ns至100ns范圍內，并且di/dt可能高達800A/μs。

3. 優(yōu)化同步整流MOSFET

要優(yōu)化SR MOSFET的效率，必須找到開(kāi)關(guān)損耗與導通損耗之間的最佳平衡點(diǎn)。在輕負載條件下，RDS(on)導通損耗占總功耗的比例極低。在這種情況下，在整個(gè)負載范圍內基本保持不變的開(kāi)關(guān)損耗是主要損耗。但是，當輸出電流較高時(shí)，導通損耗則成為最主要的損耗，其占總功耗的比例也最高，請參見(jiàn)圖2。

圖2. 功耗構成與輸出電流的關(guān)系

在選擇最適當的MOSFET時(shí)，必須特別注意RDS(on) 的取值范圍，如圖3所示。當RDS(on)超出最優(yōu)值時(shí)，總功耗將隨RDS(on)的提高而線(xiàn)性增加。但當RDS(on) 降至低于最優(yōu)值時(shí)，總功耗也會(huì )因輸出電容的快速增加而急劇上升。此外，在圖3中可以看出，可實(shí)現最低功耗的RDS(on)值范圍相當寬。在本例中，當RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內時(shí)，總功耗始終大致相同。但是，在此范圍之外，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆，便會(huì )令總功耗提高一倍，從而嚴重降低電源轉換器的效率。

圖3. 功耗與RDS(on)值的關(guān)系

對于優(yōu)化SR，另一個(gè)重要的問(wèn)題是正確選擇MOSFET封裝。只要將TO-220封裝替換為SuperSO8封裝即可實(shí)現效率提升。這是因為，SuperSO8封裝的電阻占總RDS(on)的比例更低。在降低RDS(on)的同時(shí)，保持輸出電容不變，能夠降低FOMQoss。FOMQoss是特定MOSFET解決方案的性能指標（FOMQoss= RDS(on) * Qoss）。因此，降低FOMQoss可以降低開(kāi)關(guān)損耗，從而提高系統能效。

4. 應當按何種負載電流優(yōu)化MOSFET？

要在整個(gè)負載范圍內實(shí)現均衡的效率，必須借助四象限SR器件優(yōu)化表對MOSFET電流做出合理的選擇。采用滿(mǎn)負載優(yōu)化，可以在輸出電流較高時(shí)實(shí)現良好的效率。但是，當負載較低時(shí)，這種方法會(huì )大大降低效率，并且所需并聯(lián)MOSFET的數量將多得不能接受。因此，必須找到最優(yōu)MOSFET電流，以在整個(gè)輸出電流范圍內實(shí)現相對恒定的效率值。

為闡明這個(gè)問(wèn)題，圖4顯示了不同優(yōu)化方法得到的效率。圖中所示效率曲線(xiàn)為，當變壓器電壓為40V、柵極驅動(dòng)電壓為10V、開(kāi)關(guān)頻率為100kHz時(shí)計算得到的12V同步整流級的效率。在75V優(yōu)化表中選擇 IPP034NE7N3，按10 A MOSFET電流進(jìn)行設計，所得到的優(yōu)化方案僅需一個(gè)MOSFET。如圖4所示，這種優(yōu)化方案能夠在低電流時(shí)實(shí)現很高的效率，而在高電流時(shí)效率卻極低。按50 A進(jìn)行優(yōu)化設計，所得到的最佳方案則需要5個(gè)MOSFET。采用這種優(yōu)化方案，低電流時(shí)的效率將低得不能接受，但在滿(mǎn)負載時(shí)可以達到最高效率。因此，對該設置而言，最佳優(yōu)化方案是采用兩個(gè)并聯(lián)的MOSFET，從而獲得整體均衡的效率。

通常，按最高輸出功率的20%至30%對MOSFET進(jìn)行優(yōu)化，可以獲得均衡的總體效率。對于強調輕負載效率的系統，可以按最高電流的10%至20%的低電流進(jìn)行優(yōu)化；而對于高負載設計，則適于按最高電流的60%進(jìn)行優(yōu)化。應當避免按100%輸出負載進(jìn)行優(yōu)化，因為這會(huì )嚴重降低系統的低負載效率，并大大增加所需并聯(lián)的MOSFET數量。

圖4. 不同優(yōu)化方法實(shí)現的效率不盡相同

5. 借助四象限SR器件優(yōu)化表選擇MOSFET

為了幫助開(kāi)發(fā)人員更輕松地為SR應用選擇最優(yōu)MOSFET，下面介紹一個(gè)四象限SR器件優(yōu)化表。借助這個(gè)優(yōu)化表，可以根據三個(gè)應用參數找到最適合的器件：次級變壓器電壓、開(kāi)關(guān)頻率和RMS MOSFET電流。為便于理解，圖5給出了一個(gè)實(shí)際的例子。

圖5. 四象限SR器件優(yōu)化表

使用優(yōu)化表時(shí)，首先從次級變壓器電壓開(kāi)始。在所用電壓值位置，畫(huà)一條垂直的直線(xiàn)。在兩條線(xiàn)相交處可以選出特定的MOSFET。通過(guò)一條水平的直線(xiàn)和一條垂直的直線(xiàn)，便可選擇開(kāi)關(guān)頻率和MOSFET電流。如前面所討論，按最好從滿(mǎn)負載的20%至30%的電流值開(kāi)始進(jìn)行選擇。此時(shí)，可以在正Y軸上讀取最優(yōu)RDS(on)值。在第四個(gè)象限中，顯示了并聯(lián)MOSFET的最佳數量。在第四個(gè)象限中，必須選擇之前在第一個(gè)象限中選定的MOSFET型號。然后，按同樣的參數（變壓器電壓、開(kāi)關(guān)頻率和電流RMS）對另一個(gè)型號的MOSFET重復執行這個(gè)選擇過(guò)程。比較兩次選擇所得到的最優(yōu)RDS(on)值，最優(yōu)RDS(on)值越低的MOSFET所產(chǎn)生的功耗也越低，因而是更加高效的解決方案。

這個(gè)MOSFET選擇方法，是在假定應用具備最優(yōu)開(kāi)關(guān)性能的條件下計算得到的。如果發(fā)生了諸如動(dòng)態(tài)開(kāi)啟或雪崩等二階效應，那么這個(gè)優(yōu)化表可能不準確。此外，硬開(kāi)關(guān)轉換器拓撲可實(shí)現最佳結果。任何諧振軟開(kāi)關(guān)拓撲均可能導致失配，因為可以回收利用開(kāi)關(guān)過(guò)程產(chǎn)生的部分電量。在這種情況下，實(shí)際最優(yōu)RDS(on) 值將低于計算得到的值。請注意，一次側采用準諧振拓撲（例如相移ZVS全橋）也可使二次側的同步整流實(shí)現硬開(kāi)關(guān)性能，從而也可以利用這種設計優(yōu)化表來(lái)進(jìn)行優(yōu)化。

從這種優(yōu)化表得到的所有結果，均以理想的MOSFET性能為前提。根據經(jīng)驗，實(shí)際應用的結果與按理想狀況計算得到的結果有所不同。因此，利用這種優(yōu)化表得到的結果應作為最優(yōu)器件選擇的參考，以防止MOSFET性能不足或過(guò)高。如果利用這種優(yōu)化表得到的結果是在兩個(gè)不同的并聯(lián)MOSFET數量之間，那么，數量較低的方案是適于低負載的優(yōu)化方案，而數量較高的方案則是更適于高功率的優(yōu)化方案。此外，任何與同步整流級并聯(lián)的緩沖網(wǎng)絡(luò )均會(huì )影響器件的選擇，因此，在設計時(shí)也必須予以考慮。

要在整個(gè)負載范圍內實(shí)現總體優(yōu)化，僅一次計算是不夠的。除按特定負載值（電流值）計算最優(yōu)MOSFET之外，還需要按不同負載電流在這個(gè)四象限優(yōu)化表上進(jìn)行多次計算，以擴大優(yōu)化范圍。同時(shí)，還要根據實(shí)際應用要求，調整所得結果。