2 電壓模式控制（VMC）
電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正，比較簡(jiǎn)單，容易實(shí)現，可以滿(mǎn)足大多數情況下的性能要求，如圖2所示。
圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時(shí)，Vc波形近似直流電平，并有
D=Vc/Vs （15）
d=Vc'/Vs （16）
式（16）為式（15）的小信號波動(dòng)方程。整個(gè)電路的環(huán)路結構如圖3所示。圖3沒(méi)有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動(dòng)；KFB=UREF/Uo，為反饋系數；誤差e為輸出采樣值偏離穩態(tài)點(diǎn)的波動(dòng)值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。
在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)，因此，一般將E/A設計成PI調節器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩態(tài)誤差，一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開(kāi)環(huán)增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線(xiàn)，相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺點(diǎn)：
1）沒(méi)有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環(huán)路增益；
2）對由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)（產(chǎn)生180°的相移）沒(méi)有構成補償，動(dòng)態(tài)響應較慢。
VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。
3 平均電流模式控制（AverageCMC）
平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內環(huán)兩個(gè)環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進(jìn)行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較，最后即得控制占空比的開(kāi)關(guān)信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個(gè)設計良好的電流誤差放大器，Vc不會(huì )是一個(gè)直流量，當開(kāi)關(guān)導通時(shí)，電感電流上升，會(huì )導致Vc下降；開(kāi)關(guān)關(guān)斷，電感電流下降時(shí)，會(huì )導致Vc上升。電流環(huán)的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，會(huì )導致Vc峰值超過(guò)Vs的峰值，在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì )相交，造成次諧波振蕩。
采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設計后，PWM控制器的增益會(huì )隨占空比D的變化而變，如圖5所示。
當D很大時(shí)，較小的Vc會(huì )引起D較大的改變，而D較小時(shí)，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有
d=DV'/Vs （17）
不妨設電壓環(huán)帶寬遠低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí)，在開(kāi)關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為
GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs （18）
GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) （19）
高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡(jiǎn)，得
iL'(s)=[d(s)Uin]/sL （20）
由式（17）及式（20）有
(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) （21）
將式（19）與式（21）相乘，得整個(gè)電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數為
(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s （22）
將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時(shí)，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的純慣性環(huán)節，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應的延時(shí)將會(huì )更長(cháng)。
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使fs以后的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益變大，減小穩態(tài)誤差。
整個(gè)環(huán)路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前�？梢�(jiàn)相對VMC而言（參見(jiàn)圖3），平均CMC消除了原來(lái)由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)fs很大，對電壓環(huán)影響很�。�，將環(huán)路校正成了一階系統,電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設計變得更加容易。
4 峰值電流模式控制（PeakCMC）
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過(guò)電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷信號（開(kāi)通信號由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿(mǎn)載時(shí)電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤
差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過(guò)100％，系統有時(shí)可能會(huì )出現振蕩現象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益只能保持在10以?xún)炔蛔儯ǚ逯惦娏骱推骄抵g的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿(mǎn)載場(chǎng)合。
峰值CMC的缺點(diǎn)還包括對噪音敏感，需要進(jìn)行斜坡補償解決次諧波振蕩等問(wèn)題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點(diǎn)，且容易通過(guò)脈沖電流互感器等簡(jiǎn)單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。
5 結語(yǔ)
采用平均狀態(tài)方程的方法可以得到Buck電路的小信號頻域模型，并可依此進(jìn)行環(huán)路設計。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來(lái)進(jìn)行環(huán)路設計，各有其優(yōu)缺點(diǎn)，適用的范圍也不盡相同。
