由于效率要求不斷增長(cháng)，許多電源制造商開(kāi)始將注意力轉向無(wú)橋功率因數校正（PFC）拓撲結構。一般而言，無(wú)橋PFC可以通過(guò)減少線(xiàn)路電流路徑中半導體元器件的數目來(lái)降低傳導損耗。盡管無(wú)橋PFC的概念已經(jīng)提出了許多年，但因其實(shí)施難度和控制復雜程度，阻礙了它成為一種主流拓撲。
隨著(zhù)一些專(zhuān)為電源設計的低成本、高性能數字控制器上市，越來(lái)越多的電源公司開(kāi)始為PFC設計選用這些新型數字控制器。相比傳統的模擬控制器，數字控制器擁有許多優(yōu)勢，例如：可編程配置，非線(xiàn)性控制，較低器件數目以及最為重要的復雜功能實(shí)現能力（模擬方法通常難以實(shí)現）。
大多數現今的數字電源控制器（例如：TI的融合數字電源控制器UCD30xx）都提供了許多的集成電源控制外設和一個(gè)電源管理內核，例如：數字環(huán)路補償器，快速模數轉換器（ADC），具有內置停滯時(shí)間的高分辨率數字脈寬調制器（DPWM），以及低功耗微控制器等。它們都對無(wú)橋PFC等復雜高性能電源設計具有好處。
數字控制的無(wú)橋PFC
在其他無(wú)橋PFC拓撲結構中，圖1是一個(gè)已被業(yè)界廣泛采用的無(wú)橋PFC實(shí)例。它具有兩個(gè)DC/DC升壓電路，一個(gè)由L1、D1和S1組成，另一個(gè)則由L2、D2和S2組成。D3和D4為慢恢復二極管。通過(guò)參考內部電源地，分別檢測線(xiàn)路（Line）和中性點(diǎn)（Neutral）電壓，測量得到輸入AC電壓。通過(guò)對比檢測到的線(xiàn)路和中性點(diǎn)信號，固件便可知道它是一個(gè)正半周，還是一個(gè)負半周。在一個(gè)正半周內，第一個(gè)DC/DC升壓電路（L1-S1-D1）有效，并且升壓電流通過(guò)二極管D4回到AC中性點(diǎn)；在一個(gè)負半周內，第二個(gè)DC/DC升壓電路（L2-S2-D2）有效，并且升壓電流二極管通過(guò)D3回到AC線(xiàn)。像UCD3020這樣的數字控制器用于控制這種無(wú)橋PFC。
圖1:數字控制無(wú)橋PFC
無(wú)橋PFC基本上由兩個(gè)相升壓電路組成，但在任何時(shí)候都只有一個(gè)相有效。對比使用相同功率器件的傳統單相PFC,無(wú)橋PFC和單相PFC的開(kāi)關(guān)損耗應該相同。但是，無(wú)橋PFC電流在任何時(shí)候都只通過(guò)一個(gè)慢速二極管（正半周為D4,負半周為D3），而非兩個(gè)。因此，效率的提高取決于一個(gè)二極管和兩個(gè)二極管之間的傳導損耗差異。另外，通過(guò)完全開(kāi)啟非當前的開(kāi)關(guān)可以進(jìn)一步提高無(wú)橋PFC效率。例如：在一個(gè)正半周內，在S1通過(guò)PWM信號控制的同時(shí)，S2可以完全開(kāi)啟。當流動(dòng)的電流低于某個(gè)值時(shí)，MOSFET S2壓降可能低于二極管D4,因此，返回電流部分或者全部流經(jīng)L1-D1-RL-S2-L2,然后返回AC源。這樣，傳導損耗被降低，電路效率也能夠提高（特別是在輕載情況下）。同樣，在一個(gè)負半周內，S2開(kāi)關(guān)時(shí)，S1被完全開(kāi)啟。圖2顯示了S1和S2的控制波形。
圖2:無(wú)橋PFC的PWM波形
自適應總線(xiàn)電壓和開(kāi)關(guān)頻率控制
傳統上，效率指標在高壓線(xiàn)路和低壓線(xiàn)路上都規定為滿(mǎn)載�，F在，計算服務(wù)器和遠程通信電源等大多數應用要求，除在滿(mǎn)載時(shí)，在10%-50%負載范圍時(shí)，效率也應當滿(mǎn)足標準規范。在大多數AC/DC應用中，系統具有一個(gè)PFC和一個(gè)下游DC/DC級，因此，我們將根據整個(gè)系統來(lái)測量效率。若想提高輕載時(shí)的總系統效率，一種方法是降低PFC輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率。這要求了解負載信息，而這項工作通常通過(guò)使用一些額外電路，測量輸出電流來(lái)實(shí)現。然而，采用數字控制器，便不再需要這些額外電路。在輸入AC電壓和DC輸出電壓相同時(shí)，輸出電流與電壓環(huán)路輸出成正比。因此，如果我們知道電壓環(huán)路的輸出，我們便可以相應地調節頻率和輸出電壓。使用數字控制器以后，電壓環(huán)路通過(guò)固件來(lái)實(shí)現。其輸出已知，因此，實(shí)現這種特性十分容易，并且成本比使用模擬方法要低得多。
通過(guò)變流器實(shí)現電流檢測
無(wú)橋PFC的難題之一是，如何檢測整流后的AC電流。如前所述，AC返回電流（部分或者全部）可能會(huì )流經(jīng)非當前的開(kāi)關(guān)，而非慢速二極管D3/D4.因此，在接地路徑中，使用分流器來(lái)檢測電流的方法（通常在傳統PFC中使用）已不再適用。取而代之的是使用變流器（CT）來(lái)檢測，且每相一個(gè)（圖1）。這兩個(gè)變流器的輸出整流后結合在一起，以產(chǎn)生電流反饋信號。由于在任何時(shí)候都只有一個(gè)變流器具有整流輸出信號，因此，即使將它們結合在一起，任何時(shí)候也都只有一個(gè)反饋電流信號。
圖3:連續導通模式時(shí)的檢測電流波形
圖4:非連續導通模式時(shí)的檢測電流波形
如圖3、4所示，由于變流器放置在開(kāi)關(guān)的正上方，因此，它只檢測開(kāi)關(guān)電流（只是電感電流的上升部分）。在數字控制實(shí)現時(shí)，在PWM導通時(shí)間Ta中間測量該開(kāi)關(guān)電流信號。它是一個(gè)瞬時(shí)值，在圖3、4中以Isense表示。僅當該電流為連續電流時(shí)，測得的開(kāi)關(guān)電流Isense才等于平均PFC電感電流（圖3）。當該電流變?yōu)閳D4所示非連續狀態(tài)時(shí)，Isense將不再等于平均PFC電感電流。為了計算電感平均電流，應建立在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內，中間點(diǎn)檢測電流Isense和平均電感電流之間的關(guān)系，并且這種關(guān)系應同時(shí)適用于連續導通模式（CCM）和非連續導通模式（DCM）。
就一個(gè)在穩態(tài)工作的升壓型轉換器而言，升壓電感的二次電壓應在每一開(kāi)關(guān)周期內都保持平衡：
其中，Ta為電流上升時(shí)間（PWM導通時(shí)間），Tb為電流下降時(shí)間（PWM關(guān)斷時(shí)間），VIN為輸入電壓，VO為輸出電壓，并假設所有功率器件均為理想狀態(tài)。
從圖3、4可以看出，我們可以根據Isense,計算出電感平均電流Iave:
其中，T為開(kāi)關(guān)周期。
結合（1）、（2）兩式，可以得到：
通過(guò)（3）式，平均電感電流Iave被表示成瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流Isense.期望電流Iave和Isense為電流控制環(huán)路的電流參考。檢測到實(shí)際的瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流后，與該參考對比，誤差被送至一個(gè)快速誤差ADC（EADC），最后，將數字化的誤差信號傳送至一個(gè)數字補償器，以關(guān)閉電流控制環(huán)路。
動(dòng)態(tài)調節環(huán)路補償器
總諧波失真（THD）和功率因數（PF）是兩個(gè)判定PFC性能非常重要的標準。一個(gè)好的環(huán)路補償器應該具有較好的THD和PF.不過(guò)，由于PFC的輸入范圍非常寬，它可以從80Vac擴展至高達265Vac,因此，在低壓線(xiàn)路擁有較高性能的補償器，在高壓線(xiàn)路上可能無(wú)法很好工作。最好的方法是根據輸入電壓相應地調節環(huán)路補償器。這對模擬控制器來(lái)說(shuō)，可能是一項不可能完成的任務(wù)，但對于一些數字控制器（例如：UCD3020）來(lái)說(shuō)，則可以輕松實(shí)現。
該芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，它由一個(gè)與一階IIR濾波器級聯(lián)的二階無(wú)限脈沖響應（IIR）濾波器組成�？刂茀担此^的系數）被保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱(chēng)作存儲體（bank）。共有兩個(gè)這樣的存儲體，并且它們可以存儲不同的系數。任何時(shí)候，只有一個(gè)存儲體的系數有效并用于補償計算，而另一個(gè)則處于非工作狀態(tài)。固件始終都可以向非工作存儲體加載新的系數。在PFC工作期間，可以在任何時(shí)候調換系數存儲體，以便允許補償器使用不同的控制參數，以以適應不同的運行狀態(tài)。
圖5:低壓線(xiàn)路的VIN和IIN波形（VIN=110V,負載=1100W,THD=2.23%,PF=0.998）
有了這種靈活性以后，我們可以存儲兩個(gè)不同的系數組（一個(gè)用于低壓線(xiàn)路，另一個(gè)用于高壓線(xiàn)路），并根據輸入電壓交換系數。環(huán)路帶寬、相位裕度和增益裕度在低壓線(xiàn)路和高壓線(xiàn)路下都可優(yōu)化。利用這種動(dòng)態(tài)調節的控制環(huán)路系數，并使用固件補償變流器可能出現的偏移，可以極大改善THD和PF.圖5、6是基于1100W無(wú)橋PFC的測試結果，在低壓線(xiàn)路上的THD為2.23%,高壓線(xiàn)路上的THD為2.27%,而PF則分別為0.998和0.996。
圖6:高壓線(xiàn)路的VIN和IIN波形（VIN=220V,負載=1100W,THD=2.27%,PF=0.996）
改善輕載時(shí)的PF
每個(gè)PFC在輸入端都有一個(gè)電磁干擾（EMI）濾波器。EMI濾波器的X電容會(huì )引起AC輸入電流超前AC電壓，從而影響PF.在輕載和高壓線(xiàn)路下，這種情況將變得更糟糕：PF很難滿(mǎn)足嚴格的規范。要想增加輕載時(shí)的PF,我們需要相應地強制電流延遲。我們如何實(shí)現呢？
圖7:測量到的VIN無(wú)延遲
我們知道，PFC電流控制環(huán)路不斷嘗試強制電流與其參考匹配。該參考基本上是AC電壓信號，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測信號，并將延遲后的電壓信號用于電流參考生成，便可以讓電流延遲，來(lái)匹配AC電壓信號，從而使PF得到改善。這對一個(gè)模擬控制器來(lái)說(shuō)比較困難，但對數字控制而言，只需幾行代碼便可以實(shí)現。
圖8:測量到的VIN被延遲300us
首先，輸入AC電壓通過(guò)ADC測量。固件讀取測量到的電壓信號，再加上一些延遲，然后使用延遲后的信號來(lái)生成電流參考。圖7、8顯示了1100W無(wú)橋PFC的測試結果。在該測試中，VIN=220V,VOUT=360V,而負載=108W（約滿(mǎn)載的10%）。通道1為IIN,通道2為VIN,通道4為帶延遲的測量到的VIN信號。圖7中，測量到的VIN沒(méi)有增加延遲，PF=0.86,THD=8.8%.而在圖8中，測量到的VIN信號被延遲了300us,這種情況下，PF被改善到0.90.此外，還可以進(jìn)一步改善PF,但這將以犧牲THD為代價(jià)，因為進(jìn)一步延遲電流參考，將在A(yíng)C電壓交叉點(diǎn)處產(chǎn)生更多的電流失真。在圖9中，測量到的VIN被延遲了500us,此時(shí)，PF被改善到0.92.但是，電流在電壓交叉點(diǎn)處出現了失真。結果，THD變得更糟糕，達到11.3%.
圖9:測量到的VIN被延遲500us
非線(xiàn)性控制
相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制的復雜度較低。在數字實(shí)現時(shí)，輸出電壓VO通過(guò)一個(gè)ADC檢測，然后同一個(gè)電壓基準比較。我們可以使用一個(gè)簡(jiǎn)單的比例積分（PI）控制器，來(lái)閉合該環(huán)路。
其中，U為控制輸出，Kp和Ki分別為比例和積分增益。E[n]為DC輸出電壓誤差采樣值。
如前所述，使用數字控制的好處之一是它能夠實(shí)現非線(xiàn)性控制。為提高瞬態(tài)響應，可以使用非線(xiàn)性PI控制。圖10是非線(xiàn)性PI控制的一個(gè)例子。誤差越大時(shí)（通常出現在瞬態(tài)），所使用的Kp增益也越大。當誤差超出設置限制時(shí)，這將加速環(huán)路響應，并且，恢復時(shí)間也被縮短。對于積分器，則又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩態(tài)誤差。然而，它卻經(jīng)常引起飽和問(wèn)題，并且其90°相位滯后也將影響系統的穩定性。正因如此，我們使用了一個(gè)非線(xiàn)性積分增益（圖10）。當誤差超出一定程度時(shí)，積分增益Ki減小，以防止出現飽和、超調和不穩定的問(wèn)題。
圖10:非線(xiàn)性PI控制。
數字電壓環(huán)路控制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)被稱(chēng)為抗積分器飽和，它一般出現在A(yíng)C下降時(shí)。當出現AC下降且下游負載繼續吸取電流時(shí)，DC輸出電壓開(kāi)始下降，而PFC控制環(huán)路卻仍然嘗試調節其輸出。因此，積分器積分，并可能出現飽和，這種情況被稱(chēng)為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和的積分器便可能引起DC輸出電壓超調。為防止出現這種情況，則一旦探測到AC恢復，固件便馬上復位積分器，并且DC輸出達到其調節點(diǎn)。
數字控制器還可以做更多工作，例如：頻率抖動(dòng)、系統監控和通信等，并且還可以為無(wú)橋PFC提供靈活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC設計中，越來(lái)越多的設計正在使用數字控制器。 |
