就電源而言，要想滿(mǎn)足當今苛刻的效率要求是頗具挑戰性的。光是理解終端設備、電源點(diǎn)評以及管理機構間眾多不同的計劃和指令就已經(jīng)很困難了。這些指令包括能源指令、加利福尼亞能源委員會(huì )以及歐盟待機效率倡議等。然而，當您快速瀏覽一下其中任何一項能源節約計劃，就會(huì )意識到電源設計人員面臨的最大的一個(gè)挑戰就是最小化輕負載和無(wú)負載時(shí)的功率損耗。下面就介紹五種降低離線(xiàn)反向電源功耗的方法。
1、挑選一款“綠色”控制器。
控制器芯片是電源的中樞。選擇一款專(zhuān)門(mén)為降低輕負載損耗而設計的器件是滿(mǎn)足大多數待機要求的關(guān)鍵的第一步。幸運的是，電源控制器芯片廠(chǎng)商通過(guò)推出新一代綠色模式控制器以達到對更高能效器件的要求。
這些綠色模式反向控制器中的大多數都為電流模式控制，因此其控制信號包括了電源輸出端上負載大小的信息。輕負載時(shí)，該控制器進(jìn)入一種觸發(fā)模式。在觸發(fā)模式期間，這些控制器將會(huì )在開(kāi)啟和關(guān)閉狀態(tài)間切換。在關(guān)閉狀態(tài)下，該控制器基本上進(jìn)入睡眠狀態(tài)并且電源的功率組件處于空閑狀態(tài)（不進(jìn)行切換）。由于在關(guān)閉期間不會(huì )發(fā)生電源傳輸，因此輸出電壓開(kāi)始下降。綠色模式控制器會(huì )監控輸出電壓并最終進(jìn)入開(kāi)啟狀態(tài)以補充輸出電壓。大部分的功率損耗都是發(fā)生在開(kāi)啟狀態(tài)，因此開(kāi)啟-關(guān)閉占空比會(huì )大大影響整體效率。開(kāi)啟狀態(tài)通常會(huì )持續數百微秒的時(shí)間，而就極輕的負載而言關(guān)閉狀態(tài)會(huì )根據負載的情況可持續數十毫秒的時(shí)間。
觸發(fā)模式的一個(gè)負面影響是會(huì )導致輸出端上一個(gè)額外的低頻率紋波電壓。在開(kāi)啟狀態(tài)時(shí)，輸出包括了與電源正常開(kāi)關(guān)相關(guān)的典型紋波電壓。然而，在觸發(fā)頻率下會(huì )帶來(lái)更多的紋波含量，如圖 1 所示。由于觸發(fā)頻率很低，用一個(gè) L-C 濾波器對其進(jìn)行衰減是不切實(shí)際的。相反最好通過(guò)增加輸出電容來(lái)減少低頻輸出電壓偏離。
圖1 觸發(fā)模式運行會(huì )導致一個(gè)低頻紋波電壓分量
除了觸發(fā)模式運行以外，大多數綠色模式控制器都實(shí)施了其他能源節約特性，如通過(guò)控制器降低靜態(tài)電壓。許多控制器都使用準諧振開(kāi)關(guān)來(lái)提升所有負載級別下的效率。準諧振反向電源使用了由變壓器漏極電感和寄生電容形成的諧振來(lái)以更低的損耗啟動(dòng)。
2、最小化啟動(dòng)電阻中的損耗。
大多數反向控制器都會(huì )自變壓器的輔助繞組生成其自己的偏置電源。但是它們需要設法完成初始啟動(dòng)。從傳統上來(lái)說(shuō)，這一工作是通過(guò)將一個(gè)電阻由整流 AC 電壓連接至控制器 VCC 引腳實(shí)現的。該電阻要足夠低才能使該控制器具有足夠的電流在最低的 AC 輸入電壓下開(kāi)啟。該電阻過(guò)低會(huì )導致過(guò)多的功耗并且不利于實(shí)現理想的兼容性。
控制器所需的啟動(dòng)電流通常會(huì )羅列在產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)電氣特性表格的頂端附近。最新的綠色模式控制器將該電流下降低到了 50 μA 以下。就必須要運行在 85V～265V 常見(jiàn)的 AC 輸入電壓范圍的電源而言，使用一個(gè) 2 MΩ 的上拉電阻將會(huì )確保在低電壓時(shí)至少 50 μA 的啟動(dòng)電流。在額定的 120V US 線(xiàn)路電壓時(shí)（通常需要兼容性測試），該電阻僅消耗 13 mW 的功耗。雖然 13 mW 可能不會(huì )打破功率預算，但在額定的 230V 歐洲線(xiàn)路電壓下，電阻器的功率損耗就會(huì )增加 4 倍之多。根據應用和待機期間系統負載的不同，52mW 可能就是一個(gè)很大的功耗了。
一些控制器可以接通一個(gè)晶體管提供啟動(dòng)電流，該晶體管在控制器完成一個(gè)成功的啟動(dòng)序列后就會(huì )關(guān)閉。該晶體管會(huì )額外增加外部組件數量，有時(shí)也會(huì )包括在控制器芯片之中。無(wú)論是哪種情況，該額外的高電壓晶體管都會(huì )增加成本敏感產(chǎn)品的成本。此外，將該晶體管像控制器那樣集成到同一個(gè)封裝中會(huì )導致漏電、清除和可靠性問(wèn)題。
控制器使用了一種和處理該啟動(dòng)電流相似的方法，其實(shí)施了一個(gè)與功率金屬氧化物半導體場(chǎng)效應晶體管（MOSFET）連接的級聯(lián)，如圖 2 所示。有了級聯(lián)連接，一個(gè) DC 電壓就被施加到了 MOSFET 的柵極，而控制器通過(guò)拉低源開(kāi)啟 FET。該控制器可以使用 MOSFET 源連接來(lái)獲得其初始啟動(dòng)電流�？刂破魍ㄟ^(guò)在啟動(dòng)期間線(xiàn)性運行 MOSFET 完成上述事宜，無(wú)需額外的高壓組件，且與控制器無(wú)高壓連接。這種方法依然需要一個(gè)上拉電阻來(lái)提供晶體管的柵極電壓，但是柵極連接通常需要 10 μA 以下的電流。
圖2 級聯(lián)與MOSFET連接 的控制器大大降低了啟動(dòng)電阻損耗
3、振鈴。
一次側 MOSFET 上使用的緩沖和鉗位控制電路是降低功耗的另一個(gè)主要方面。圖3 中常見(jiàn)的 RCD 鉗位通過(guò)限制 MOSFET 漏極上的電壓峰值來(lái)降低振鈴和避免過(guò)壓應力。該電壓峰值是在 MOSFET 關(guān)閉并突然中斷主繞組中的電流時(shí)由存儲在變壓器漏極電感中的電能引起的。
圖3 通過(guò)優(yōu)化鉗位控制電路來(lái)降低損耗
降低鉗位電路中電壓峰值和損耗的第一步是設計一個(gè)具有最小漏極電感的變壓器。除此以外，我們還可以增加鉗位電阻以進(jìn)一步降低損耗，但這樣做同時(shí)還會(huì )增加電壓峰值幅度。在開(kāi)關(guān)周期的復位階段，反射的輸出電壓被外加在會(huì )導致更多損耗的鉗位電阻兩端。使用更高電壓的 MOSFET（例如，800V 而非 600V）可為電壓峰值提供更多的裕度并且可以使用更大的電阻。然而，更高的電壓額定值就要使用更昂貴的 MOSFET 或使用具有更高導通電阻的 MOSFET（其會(huì )在較高負載時(shí)降低效率）。許多時(shí)候我們都必須要在成本、輕負載效率以及額定負載效率之間做一個(gè)折衷。在一些專(zhuān)門(mén)針對 10W 或低于 10W 應用而設計的電源中可完全去掉鉗位電路，從而實(shí)現能量的大大節約。當然，EMI 問(wèn)題可能會(huì )限制漏極上所允許的振鈴的多少。
不太明顯的是，降低鉗位電容還會(huì )降低輕負載損耗。當控制器處于觸發(fā)模式運行時(shí)，鉗位電路就會(huì )在開(kāi)啟狀態(tài)間進(jìn)行放電。如果鉗位電容太大，那么過(guò)多的能量就會(huì )存儲起來(lái)，并在關(guān)閉狀態(tài)期間耗散掉。在一些情況下，鉗位電容在下一個(gè)開(kāi)啟狀態(tài)開(kāi)始前可能不會(huì )完全實(shí)現放電。將鉗位 RC 網(wǎng)絡(luò )的時(shí)間常數設置為開(kāi)關(guān)周期的 10 倍左右是降低該損耗的一個(gè)不錯的常規法則。
另一種方法是用齊納二極管代替 RCD 鉗位。齊納二極管鉗位可以降低輕負載時(shí)鉗位中的損耗。但是，在較高負載時(shí)，齊納二極管鉗位與 RCD 鉗位相比功耗會(huì )高出許多。
4、將二次穩壓電路的功耗降低數毫瓦。
當談及待機損耗時(shí)，所有的電路都會(huì )涉及到，其中包括調節輸出的誤差放大器。圖 4 的左側部分顯示了一個(gè) 12V 電源的典型穩壓電路。常用的 TL431 需要至少 1mA 的靜態(tài)電流來(lái)確保穩壓。這是通過(guò) R2 實(shí)現的，其通常會(huì )導致 15 mW～50 mW 的損耗。R3 和 R4 的電阻分壓器對輸出電壓進(jìn)行了設置。憑借一個(gè) 12.6 kΩ 的串聯(lián)電阻，這些電阻消耗的功耗便為 11mW。
圖4 20 mW～55 mW 損耗的任何部分都可以從穩壓電路中去除掉
圖4 的右側顯示了一種調節輸出的更高效的方法。用 TLV431 來(lái)代替 TL431，這只需要 80μA 的靜態(tài)電流就可以確保穩壓。通過(guò)光學(xué)耦合器驅動(dòng)的電流足以為T(mén)LV431 供電，因此就可以把 R2 去除掉了。TLV431 的額定最大壓為 6.3V，因此 “無(wú)經(jīng)驗設計人員設計的由 Q1、R5 和 D1 組成的線(xiàn)性穩壓器”電路保護了該器件。R5 和 D1 增加了額外的 3 mW 損耗。將反饋分壓器的電阻提高 10 倍我們就可以節省 10 mW 的功耗。
5、保持精確的偏置電平。
如果您仍然想竭力節約更多電力的話(huà)，那么優(yōu)化控制器的偏置電壓可能會(huì )讓您實(shí)現這一目標。該偏置電壓必須要足夠高，以確�？刂破髟谒胸撦d條件下都保持開(kāi)啟。此外，電壓還必須要足夠高以在其被施加到柵極時(shí)增強 MOSFET。將偏置電壓設置到比控制器和 MOSFET 要求的任何更高電壓只會(huì )增大額外的損耗。
大多數控制器都會(huì )在觸發(fā)模式運行時(shí)降低其靜態(tài)電流，這樣就減少了靜態(tài)電流增加偏置電壓的相關(guān)損耗。典型的靜態(tài)電流會(huì )從正常運行時(shí)的 2 – 3mA 降為觸發(fā)運行時(shí)的 200 – 300uA�？刂破鳟a(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中規定的這一電流不包括 MOSFET 柵極的充放電電流。柵極充電電力等于偏置電壓、柵極電荷、開(kāi)關(guān)頻率以及觸發(fā)模式占空比的乘積。由于柵極電荷隨偏置電壓的增加而增加，不必要的高壓會(huì )進(jìn)一步增加損耗。幸運的是，觸發(fā)模式運行避免了偏置損耗過(guò)高。在大多數情況下，最小化偏置電壓可節省大約 10 mW～20 mW 的功耗。
最小化電源輕負載損耗需要仔細檢查每一個(gè)組件的功率損耗。僅僅幾毫瓦的功耗就可以決定一款產(chǎn)品是否符合能源之星標準。實(shí)現這些技術(shù)可以節省數百毫瓦的產(chǎn)品待機功耗。 |
