在多通道設計中，獨立驅動(dòng)每一條通道都會(huì )消耗更多的功率、更多的元件，并占用更大的電路板空間。結果導致溫度相關(guān)設計復雜化，并且在更高的成本下聲音質(zhì)量和可靠性卻較低。
因此，為盡可能減少高性能多通道音頻系統的功耗和簡(jiǎn)化相關(guān)的溫度管理，設計工程師一直希望借助能在寬輸出功率水平范圍下提供超過(guò)90%效率的高效D 類(lèi)音頻放大器。相比之下，適用于這個(gè)市場(chǎng)的傳統AB類(lèi)放大器其效率只有50%左右，且效率會(huì )隨著(zhù)輸出功率水平下降而快速下滑。同樣地，工程師還不斷研究集成式IC的效能，以減少元件數目和電路板面積。
不論是汽車(chē)娛樂(lè )還是家庭影院系統市場(chǎng)，消費者始終要求有更多的通道和揚聲器，每個(gè)通道還要能夠處理更高的音頻功率水平。除了更高的瓦特數，音響發(fā)燒友還不斷要求改善聲音質(zhì)量，減少失真和噪聲，以及通道之間出色的隔離效果。
 
4通道驅動(dòng)器
國際整流器公司(IR)根據這種需求，把先進(jìn)DirectFET功率MOSFET與創(chuàng )新的集成音頻驅動(dòng)器結合，開(kāi)發(fā)出一種4通道D類(lèi)音頻放大器設 計，其性能可與單通道解決方案相媲美。為達到這個(gè)目標，電路采用了集成式音頻驅動(dòng)器IRS2093M，該器件將4個(gè)高壓功率MOSFET驅動(dòng)器的通道整合到同一塊芯片上。此外，這款200V的器件包含專(zhuān)為半橋拓樸中的D類(lèi)音頻放大器應用而設計的片上誤差放大器、模擬PWM調制器、可編程預置死區時(shí)間以及可 靠的保護功能(圖1) 。除了可以防止功率MOSFET出現直通電流和電流沖擊，可編程預置死區時(shí)間還實(shí)現了功率和通道數量可擴展的功率設計。這些保護功能包括帶有自動(dòng)復位控制功能的過(guò)流保護(OCP)和欠壓閉鎖(UVLO)保護。

圖1：這款200V器件除了把高壓功率MOSFETS驅動(dòng)器的4條通道集成到同一芯片上，還配備了片上誤差放大器、模擬PWM調制器、可編程預置死區時(shí)間和先進(jìn)保護功能。
為了在不同通道之間實(shí)現一流的隔離，音頻驅動(dòng)器部署了已獲肯定的高壓結隔離技術(shù)和采用Gen 5 HVIC工藝的浮動(dòng)柵極驅動(dòng)器。這樣就在裸片上實(shí)現了良好的內部信號隔離，這使得電路可以同時(shí)處理更多通道的信號，從而把每個(gè)通道的基本噪音保持在非常低的水平，同時(shí)盡可能減小了通道之間的串擾。
接著(zhù)，我們建構了如圖2所示的4通道半橋D類(lèi)音頻放大器電路，它結合了集成式D類(lèi)音頻控制器和柵極驅動(dòng)器IRS2093M，并搭配8個(gè) IRF6665 DirectFET功率MOSFET以及幾個(gè)無(wú)源器件。該多通道音頻放大器的每個(gè)通道都被設計成能夠提供120W的輸出功率。為便于使用，該電路包含了所 有必需的內部管理電源。

圖2：這款4通道半橋D類(lèi)音頻放大器設計采用了集成式D類(lèi)音頻控制器和IRS2093M柵極驅動(dòng)器，以及8顆IRF6665 DirectFET MOSFET和一些無(wú)源器件。
為達到最佳整體性能，IRF6665功率MOSFET特別針對D類(lèi)放大器設計進(jìn)行了優(yōu)化。除了提供低通態(tài)電阻，還對功率MOSFET做了改進(jìn)以獲得最小柵極電荷、最小體二極管反向恢復和最小內部柵極電阻。此外，與傳統的引線(xiàn)鍵合封裝相比，DirectFET封裝可提供較低的寄生電感和電阻。簡(jiǎn)單來(lái)說(shuō)，經(jīng)優(yōu)化的IRF6665 MOSFET能夠提供高效率和低總諧波失真(THD)以及電磁干擾(EMI)。
 
特性和功能
為了以更小的空間提供最高性能和可靠的設計，這個(gè)4通道D類(lèi)音效放大器解決方案采用自振蕩PWM調制。由于這種拓樸相當于一個(gè)模擬二階sigma- delta調制，且D類(lèi)開(kāi)關(guān)級在環(huán)內，因此在可聽(tīng)頻率范圍內的誤差根據其工作特性被轉移到不可聽(tīng)頻率之上，從而降低了噪聲。同時(shí)，sigma-delta 調制允許設計師執行足夠的誤差校正來(lái)進(jìn)一步降低噪聲和失真。
如圖2所示，自振蕩拓樸融合了前端集成器、PWM比較器、電平切換器、柵極驅動(dòng)器和輸出低通濾波器(LPF)。盡管這種設計能夠以更高的頻率開(kāi)關(guān)， 但由于某些原因，它仍然以400kHz作為最佳開(kāi)關(guān)頻率。首先，在較低頻率下，MOSFET的效率有所改善，但電感紋波電流上升，同時(shí)輸出PWM開(kāi)關(guān)載波 的漏電也會(huì )增加。其次，在較高頻率下，開(kāi)關(guān)損耗會(huì )降低效率，但有機會(huì )實(shí)現更寬的頻寬。當電感紋波電流減少，鐵損耗就會(huì )攀升。
由于在D類(lèi)音效放大器中，負載電流的方向隨音頻輸入信號改變，而過(guò)流狀況有可能在正電流周期或負電流周期中發(fā)生。因此，為同時(shí)保護高側和低側 MOSFET免受兩個(gè)方向的過(guò)電流影響，用可編程過(guò)流保護(OCP)提供雙向保護，并以輸出MOSFET的RDS(on)作為電流感應電阻。在這個(gè)設計 中，當測量的電流超過(guò)預設的臨界值，OCP邏輯便會(huì )輸出信號到保護電路，迫使HO和LO管腳置于低電平，從而保護MOSFET不受損害。
由于高壓IC的結構限制，高側和低側MOSFET的電流感應部署并不相同。例如，低側電流感應是基于器件在通態(tài)狀態(tài)下，低側MOSFET兩端的VDS。為防止瞬時(shí)過(guò)沖觸發(fā)OCP，在LO開(kāi)通后加入一個(gè)消隱間隔，停止450ns過(guò)電流檢測。
低側過(guò)流感應的臨界電壓由OCSET管腳設定，范圍由0.5V到5.0V。如果為低側MOSFET測量的VDS超過(guò)了OCSET管腳對應COM的電壓，驅動(dòng)器電路就會(huì )執行OCP保護程序。要設定過(guò)電流的關(guān)斷電平，可以利用以下的算式計算OCSET管腳的電壓：

為盡可能降低OCSET管腳上輸入偏置電流的影響，我們選擇了電阻值R4和R5，以便流過(guò)分壓器的電流達到0.5mA或更多。同時(shí)，通過(guò)一個(gè)電阻分壓器將VREF輸入到OCSET，改善了對電源電壓Vcc波動(dòng)的抗擾性。
同樣地，對于正負載電流，高側過(guò)流感應也會(huì )監測負載條件，此時(shí)根據經(jīng)CSH和Vs管腳高側開(kāi)啟期間在MOSFET兩端測量的VDS進(jìn)行監測。當負載 電流超過(guò)預設的關(guān)斷電平，OCP保護便會(huì )停止開(kāi)關(guān)運作。為防止瞬態(tài)過(guò)沖觸發(fā)OCP，可在HO開(kāi)通后加入一個(gè)消隱間隔，停止450ns過(guò)流檢測。
與低側電流傳感不同，CSH管腳的臨界值內部固定在1.2V。但可利用外部電阻分壓器R2和R3來(lái)設定一個(gè)較高的臨界值。不論采用哪種方式，都要用 外部阻流二極管D1去阻斷高電壓在高側斷路的情況下流向CSH管腳�；�于跨越D1的0.6V正向電壓降，高側過(guò)流保護的最低臨界值是0.6V。
簡(jiǎn)而言之，CSH管腳的臨界值VCSH可以用以下算式計算：

式中的ID是漏電流，而VF(D1)則是D1的正向壓降。此外，逆向阻流二極管D1經(jīng)由一個(gè)10kΩ電阻R1進(jìn)行正向偏置。
為防止直通或過(guò)沖電流通過(guò)兩個(gè)MOSFET，我們將一個(gè)名為死區時(shí)間的阻流時(shí)段插在高側關(guān)斷和低側開(kāi)通，或低側關(guān)斷和高側開(kāi)通之間。集成式驅動(dòng)器讓設計師可以根據所選MOSFET的尺寸從一系列預設值中選擇適合的死區間來(lái)優(yōu)化性能。事實(shí)上，只需兩個(gè)外部電阻來(lái)通過(guò)IRS2093的DT管腳設定死區時(shí) 間。這樣便不需要采用外部的柵極定時(shí)調節，同時(shí)也能防止調節開(kāi)關(guān)定時(shí)引入的外來(lái)噪聲，這對確保音效性能非常重要。
用戶(hù)在決定最佳死區時(shí)間時(shí)，必須考慮MOSFET的下降時(shí)間。這是因為對實(shí)際應用來(lái)說(shuō)，由于開(kāi)關(guān)的下降時(shí)間tf的關(guān)系，真正有效的死區時(shí)間與數據資料所提供的會(huì )有所不同。這意味著(zhù)，要確定有效的死區時(shí)間，就要以數據資料中的死區時(shí)間值減去MOSFET柵極電壓的下降時(shí)間。
同樣地，在UVLO保護方面，驅動(dòng)器會(huì )在正常運作開(kāi)始之前監測電壓VAA和VCC的狀態(tài)，以確保兩個(gè)電壓都高于它們各自的臨界值。如果VAA或者 VCC低于UVLO臨界值，IRS2093的保護邏輯便會(huì )關(guān)閉LO和HO。結果，功率MOSFET將停止運作直至VAA和VCC超過(guò)它們的UVLO臨界值。
此外，為了達到最理想的音效，4通道音頻電路板設計把模擬和開(kāi)關(guān)部分之間的線(xiàn)路阻抗和相互耦合降到最低，并確保模擬信號與開(kāi)關(guān)級和電源接地分開(kāi)。

測量的性能
我們在正弦信號頻率為1kHz、1Vrms及4Ω負載阻抗的情況下，測量每個(gè)通道的效率、總諧波失真加噪聲(THD+N)和EMI性能。另外，我們 為由圖2展示的4通道D類(lèi)音效放大器設計進(jìn)行測量，顯示其一流的隔離和串音性能。相關(guān)電路版的電源電壓有±35V，自振頻率則為400kHz。
如圖3所示，在4Ω負載、功率輸出為低于50W至120W的情況下，每通道的效率約為90%。對高通道效率作出貢獻的主要因素包括產(chǎn)生低通態(tài)和開(kāi)關(guān) 耗損的DirectFET MOSFET IRF6665。同時(shí)，因為集成式驅動(dòng)器提供了安全死區時(shí)間，所以設計沒(méi)有出現交叉導通。

圖3：在4Ω負載下，功率輸出從低于50W輸出提高到120W，測量的效率曲線(xiàn)顯示每條通道的效率約為90%。
如此高的功效使這款4通道設計能夠處理八分之一的持續額定功率，也就是一般安全所需的正常工作環(huán)境，而無(wú)需使用任何額外的散熱片或強制空氣冷卻。
同樣地，針對失真進(jìn)行的測試顯示，在廣泛的輸出功率范圍內，每條通道的THD+N性能都是一樣的。如圖4所示，當每條通道低于50W時(shí)THD+N便會(huì )小于0.01%，并會(huì )隨著(zhù)輸出功率上升而增加。例如，當每條通道的輸出為100W左右，失真程度便會(huì )上升到0.02%。這種性能在整個(gè)20Hz到 20kHz的音頻范圍內都會(huì )保持一致，即使輸出功率由每通道10W增加到50W(4Ω負載下)也不會(huì )改變。如圖5所示，每個(gè)通道的基噪在整個(gè)音頻范圍內都維持在-80dBv以下。噪聲是在無(wú)信號輸入和400kHz的自振頻率下測量。

圖4：當每個(gè)通道低于50W時(shí)，總諧波失真加噪聲(THD+N)便會(huì )少于0.01%，并會(huì )隨著(zhù)輸出功率上升而開(kāi)始增加。
為通道隔離進(jìn)行的類(lèi)似測試表明，在每條通道的輸出功率為60W的情況下，通道1和3，以及通道1和4之間的串音在整個(gè)音頻范圍內都優(yōu)于-70dB。
同時(shí)，該設計在1kHz信號頻率下提供-68dB的良好電源抑制比(PSRR)。高PSRR源自驅動(dòng)器的自振頻率。從而使得4通道D類(lèi)放大器即使使用非穩壓電源，也能夠提供卓越的性能。

圖5：當無(wú)信號輸入時(shí)，每條通道的基噪在整個(gè)音頻范圍內都保持低于-80dBv。
 
本文小結
采用IRS2093M集成式驅動(dòng)器的4通道D類(lèi)音頻放大器解決方案，其效率、THD+N和EMI性能都可與單通道設計匹敵。此外，在整個(gè)可聽(tīng)范圍 內，基噪維持在-80dBv以下。同時(shí)，通道之間擁有出色的隔離來(lái)保持互調失真(IMD)處于最低水平，以提供理想的音效性能。隨著(zhù)高效率免除了對散熱片 的需要，集成式音頻驅動(dòng)器成功以減少一半的占位面積實(shí)現了4通道D類(lèi)音頻放大器解決方案。