在電源設計小貼士 #42 中，我們討論了 MOSFET 柵極驅動(dòng)電路中使用的發(fā)射器跟蹤器，并且了解到利用小型 SOT-23 晶體管便可以實(shí)現 2A 范圍的驅動(dòng)電流。在本設計小貼士中，我們來(lái)了解一下自驅動(dòng)同整流器并探討何時(shí)需要分立驅動(dòng)器來(lái)保護同步整流器柵極免受過(guò)高電壓帶來(lái)的損壞。理想情況下，您可以利用電源變壓器直接驅動(dòng)同步整流器，但是由于寬泛的輸入電壓變量，變壓器電壓會(huì )變得很高以至于可能會(huì )損壞同步整流器。
 
圖 1 顯示的是用于控制同步反向拓撲中 Q2 傳導的分立器件。該電路可以讓您控制開(kāi)啟柵極電流并保護整流器柵極免受高反向電壓的損壞。該電路可以用變壓器輸出端的負電壓進(jìn)行驅動(dòng)。12V 輸入與 5V 輸出相比負電壓值很大，從而引起 Q1 傳導并短路電源 FET Q2 上的柵-源電壓，迅速將其關(guān)閉。由于基極電流流經(jīng) R2，因此在加速電容 C1 上就有了一個(gè)負電壓。在此期間，一次側 FET 將會(huì )發(fā)生傳導并在變壓器磁化電感中存儲能量。一次側 FET 關(guān)閉時(shí)，變壓器輸出電壓在正電壓范圍擺動(dòng)。Q2 柵-源通過(guò) D1 和 R1 被迅速前向偏置。C1 放電時(shí)，D2 對 Q1 基極-發(fā)射極連接進(jìn)行保護。在一次側 FET 再次開(kāi)啟之前，該電路會(huì )一直保持這種狀態(tài)。正如同步降壓轉換器那樣，輸出電流會(huì )真正地對輸出電容進(jìn)行放電。開(kāi)啟一次側 FET 會(huì )衰減變壓器二次側上的電壓并去除 Q2 的正驅動(dòng)。這種轉換會(huì )導致明顯的貫通疊加一次側 FET 和 Q2 傳導次數。為了最小化該次數，當一次側和二次側 FET 均開(kāi)啟時(shí)，Q1 將會(huì )盡快地短路同步整流器上的柵－源。

圖 1 Q1 快速關(guān)閉同步反向 FET Q2　

圖 2 顯示的是用于控制同步正向轉換器中 Q1 和 Q4 傳導的分立驅動(dòng)器。在此特殊的設計中，輸入電壓很寬泛。這就是說(shuō)兩個(gè) FET 的柵極可能會(huì )有超過(guò)其額定電壓的情況，因此就需要一個(gè)鉗位電路。當變壓器輸出電壓為負數，該電路就會(huì )開(kāi)啟 Q4。二極管 D2 和 D4 將正驅動(dòng)電壓限制在 4.5V 左右。D1 和D3 將 FET 關(guān)閉， 該 FET 由變壓器和電感中的電流進(jìn)行驅動(dòng)。Q1 和 Q4 將反向柵極電壓鉗位到接地。在此設計中，FET 具有相當小柵極電感，因此轉換非常迅速。較大的 FET 可能需要實(shí)施一個(gè) PNP 晶體管對變壓器繞組進(jìn)行柵極電容去耦并提升開(kāi)關(guān)速度。為柵極驅動(dòng)轉換器 Q2 和 Q3 選擇合適的封裝至關(guān)重要，因為這些封裝會(huì )消耗轉換器中大量的電能（這是因為在 FET 柵極電容放電期間這些封裝會(huì )起到線(xiàn)性穩壓器的作用）。此外，由于更高的輸出電壓，R1 和 R2 中的功耗可能也會(huì )很高。

圖 2 D2 和 D4 限制了該同步正向驅動(dòng)器中正柵極電壓

總之，許多具有同步整流器的電源都可以使用變壓器的繞組電壓來(lái)驅動(dòng)同步整流器的柵極。寬范圍輸入或高輸出電壓需要調節電路來(lái)保護柵極。在圖 1 所示的同步反向結構中，我們向您介紹了如何在保持快速的開(kāi)關(guān)轉換的同時(shí)控制同步整流器柵極上的反向電壓。與之相類(lèi)似在圖 2 的同步正向結構中，我們向您介紹了如何限制同步整流器柵極上的正驅動(dòng)電壓。