無(wú)源均流是并連兩個(gè)或多個(gè)電源或 DC-DC 轉換器，以便它們可以近似平均地共享負載的一種方法。由于實(shí)現比較簡(jiǎn)單，成本較低，而且可以與最新的低成本小型電源模塊配合使用，因此，這種方法深受歡迎�！�
盡管無(wú)源均流不能用來(lái)獲得您可以從一個(gè)轉換器中獲得的雙倍電流輸出（由于其中一個(gè)轉換器總是嘗試輸出一半以上的總負載電流，因此超出了其最大額定值），但它提供了一個(gè)可以滿(mǎn)足更多功率要求的高度靈活的方法，隨著(zhù)時(shí)間推移系統容量和功能的增加通常會(huì )形成這種情況。通過(guò)降低系統內每個(gè)轉換器上的壓力，而無(wú)需再增加其它主動(dòng)電路，無(wú)源均流也可以提高 N+1 電源模塊配置的可靠性�！ �
遺憾的是，這種簡(jiǎn)單的并連方法并非盡善盡美，最大的問(wèn)題是會(huì )損失系統效率和負載調節。但這些不足是否可以接受，顯然是設計時(shí)要考慮的問(wèn)題，在很大程度上它取決于具體應用情況。在本文所舉的例子中，負載調節不是要關(guān)注的問(wèn)題，因為并連的轉換器在為板載中間總線(xiàn)供電，從而為多個(gè)負載點(diǎn) (POL) 轉換器供電，這就為其不同的硅負載提供了進(jìn)一步的下變頻和調節�！ �
我們已選擇了通過(guò)并連兩個(gè) Artesyn TQW14A-48S12 中間總線(xiàn)轉換器 (IBC) 來(lái)說(shuō)明其優(yōu)缺點(diǎn)。 它們都是寬輸入 168 Watt DC/DC 轉換器，主要用于通信領(lǐng)域，它把額定的 48V DC 輸入轉換為 12V DC 輸出。TQW14A-48S12 IBC 最高可以輸出 14A，典型效率 95%，并且沒(méi)有配備主動(dòng)均流設備。本圖中的計算全部是基于最差情況的元件容限。（圖 1） 所示為 N+1 冗余無(wú)源均流配置中的兩個(gè) IBC。
除兩個(gè)轉換器之外，還有兩個(gè) Schottky ORing 二極管 D1 和 D2 用來(lái)分離輸出。這些被假定為有一個(gè) 0.2V的前降落 ( forward drop)，加上相當于 7 毫歐姆的阻抗元件�！ �
為了能夠使用 ORing 二極管在兩個(gè)轉換器之間實(shí)現均流，在理想的狀態(tài)下，它們的輸出電壓需要被調節為在所有情況下都完全相符。但是，在實(shí)際情況中，幾乎不可能獲得這樣的調節準確度，另外，在我們所使用的例子中，由于經(jīng)濟原因，只是將 IBC 設計為產(chǎn)生松散調節的輸出，而沒(méi)有提供電壓調節裝置。因此，我們有兩個(gè)選擇。一是在轉換器輸出上實(shí)現一個(gè)主動(dòng)電路，強制它們均流：這是成本較對較高的一種，并且要占據相當大的板空間。二是采用無(wú)源均流，使衰減阻抗電路 (droop resistance) 與輸出電路串連起來(lái)。這個(gè)衰減阻抗電路可以產(chǎn)生足夠的負載情況下電壓降落，從而使兩個(gè)轉換器的電壓相等，這樣轉換器即可實(shí)現均流�！ �
要完成（圖1） 中的電路，我們需要確定衰減電阻器 (droop resistor) R1 和 R2 的值。其中的主要不足如下：如果減阻抗電阻器太小，則將不會(huì )有足夠的負載情況下的電壓降落，從而無(wú)法使轉換器共享負載。反之，如果減阻抗電阻器太大，則完全負載下的最終電壓會(huì )降得很低，不再有用。要確定理想的值，我們需要確定要載入電壓所允許的最大偏差�！ �
首先要考慮，TQW14A IBC 在最差情況下輸出的最小電壓。它輸入電壓處于其允許范圍的最低值，即 36V時(shí)，就會(huì )發(fā)生這種情況。根據數據表，之后輸出電壓可能會(huì )低至比 12V減去 10%，即 10.8V�！ �
其次要考慮，負載可能承受的最小電壓。設計 TQW14A IBC 主要是用來(lái)驅動(dòng) POL 轉換器的，因此，我們假定此時(shí)它們組成了負載。Artesyn 產(chǎn)生的額定 12V 輸入 POL 轉換器分為三組，輸入范圍分別為10.8 ~ 13.2V，10.2 ~ 13.2V 和 10 ~ 14V。顯然我們不能使用 0.8 ~ 13.2V 的輸入范圍驅動(dòng) POL 轉換器，因為沒(méi)有任何贏(yíng)余。因此本例中我們使用第二組，并將衰減限制為 600mV�！ �
要確定 R1 和 R2 的值，我們首先需要從 600mV中減去由絕緣二極管引起的電壓降落，如下所示：
600mV - 200mV -[（14 安培 x 0.007½ ) x 1000) ]= 302mV
使用歐姆定律：電壓 = 電流 x 電阻
R1 = R2 = 0.302 V/ 14 安培 = 0.0215½ 或 21.5m½�！ �
對于電路，我們將選擇下一個(gè)最低的標準值， 0.020½。假定為 1% 容差的電阻器，最小值將為 0.0198½，最大值將為0.0202½�！ �
現在電路就設計出來(lái)了。問(wèn)題是：其工作性能如何，效率的理論損失為何？我們也需要記住，PCB 導體線(xiàn)徑的阻抗會(huì )影響結果。由于這一阻抗由應用不同而有所差異，因此本例中我們假定值為0�。当綑n拖低承適�，PCB 線(xiàn)徑的阻抗會(huì )趨向于提高均流�！�
通過(guò)電路分析，輸出電壓 = Vout1 - Iout1 x R1 = Vout2 - Iout2 x R2，負載電流 = Ioutload = Iout1 和 Iout2 �！ �
單獨的輸出電流 Iout1 和 Iout2 可以通過(guò)以下公式計算：
Iout1 = [Vout1 -Vout2+(R2 x Ioutload )]/(R1+R2)
Iout2 = Ioutload -Iout1
Vout = Vout1 - (Iout1 x R1)
注意，Iout1 和 Iout2 的公式表示 5 安培或更少負載電流情況下 Iout2 的負電流。由于 ORing 二極管，負電流會(huì )被阻住，這就造成 Iout2 的零安培。在電流輸出刻度的另一端，注意最多可以使用 22A 無(wú)源均流，超出其中一個(gè) IBC 的最大輸出容量�！ �
另外，表 1 顯示了由于電阻器和 ORing 二極管造成的功率損失，以及對效率的整個(gè)影響。從此表可以看出，無(wú)源均流遠非完美。由于負載和 1% 標準部件造成的電路限制，在理論上，最差情況下，兩個(gè)轉換器之間的共享的 22A 負載的負載共享為 24.4%（基于 0.02 歐姆的衰減電阻器）。但是，這一負載共享是在損失了 4.05% 的效率后取得的�！�
特別重要的是要知道，我們使用的是最差情況的數字來(lái)說(shuō)明無(wú)源均流�；趯�(shí)際 Cpk（Process Capability Index ，處理功能指數）采樣測試數據，TQW14A IBC 的最差情況輸出電壓值為最大 12.098V，最小 11.957V。在允許 ORing 二極管的電壓降落之后，這些值分別可以降至 11.898V 和 11.757V。更為合理的情況應是使用實(shí)際 Cpk 采樣測試數據，但其值相當于與平均數的標準偏差。這就會(huì )產(chǎn)生最大 12.076V，最小12.006V 的轉換器輸出電壓，分別提供 11.876V 和 11.806V 的 post Oring 二極管值。盡管整個(gè)效率大體上仍然沒(méi)有變化，但是，使用更為合理輸出電壓值的效果是將均流的準確性提高了 11%，并且在超過(guò)轉換器的輸出額定值之前并連的 IBC 現在可以提供高達 25A 的電流�！ �
結論
如果可以承受少量的轉換效率損失，無(wú)源均流可以提供能夠滿(mǎn)足增強的板載功率要求，而不必進(jìn)行重大重新設計的一種低成本方法。盡管我們選擇了通過(guò)中間總線(xiàn)使用兩個(gè) IBC 供電的 POL 轉換器來(lái)說(shuō)明這些技術(shù)，但這種方法也適合于配合具有嚴格調節輸出功能的傳統磚型轉換器�！ �
去掉 ORing 二極管會(huì )明顯提高整體效率，但應隨時(shí)需要保證相當高的最小負載。但是，這種方法并非沒(méi)有風(fēng)險，因為在工作時(shí)，轉換器的同步整流階段所使用的 FET 可能會(huì )減弱，或送出電流，并且電量可能因此在兩個(gè)轉換器之間循環(huán)�！ �
采用無(wú)源均流的其它原因還包括：提高 N+1 電源模塊配置的可靠性，保證沒(méi)有使用中間電壓總線(xiàn)和負載點(diǎn)轉換器的電路板的更好性能。如果電路板包含了配送很寬的負載，通過(guò)使轉換器盡可能接近負載將可以取得較好的調壓效果——也許使用電路板的兩面——并且由于電路板線(xiàn)徑將傳送更少電流，因此可以減少銅芯的數量。
