在2005年最新的IEC61000-3-2標準生效以前，大多數PC、顯示器和電視機的電源在采用110至120V，60Hz的單相交流電供電時(shí)都會(huì )產(chǎn)生過(guò)量的電源線(xiàn)諧波。在這個(gè)更新更嚴格的IEC標準的推動(dòng)下，電源廠(chǎng)商開(kāi)始通過(guò)增加功率因數校正(PFC)來(lái)最大限度地減少電源線(xiàn)諧波。
為了解IEC61000-3-2的影響，最好先了解一下直接穿過(guò)電源線(xiàn)放置負載電阻(R)的理想情況(圖1)。在這種情況下，正弦線(xiàn)路電流IAC與線(xiàn)路電壓VAC成正比，且與該電壓同相。因此：

這意味著(zhù)，對于效率最高的無(wú)失真電源線(xiàn)操作來(lái)講，所有的負載都應作為有效電阻(R)，而消耗和提供的功率是RMS線(xiàn)路電壓和線(xiàn)路電流的乘積。
不過(guò)，許多電子系統的負載都需要交流到直流的轉換。在這種情況下，典型電源的電源線(xiàn)上的負載由一個(gè)驅動(dòng)電容的橋式二極管組成(圖2)。它是電源線(xiàn)的非線(xiàn)性負載，因為此橋式整流器的兩個(gè)二極管都位于輸入交流電源線(xiàn)電壓的正半周期或負半周期的直接電源通路中。此非線(xiàn)性負載僅在正弦電源線(xiàn)電壓的峰值期間汲取電源線(xiàn)電流，這樣會(huì )產(chǎn)生“多峰”輸入電源線(xiàn)電流，從而引起電源線(xiàn)諧波(圖3)。

非線(xiàn)性負載可使諧波大小與線(xiàn)路頻率下的基本諧波電流具有可比性。圖4顯示了相對于線(xiàn)路頻率下的基本諧波大小進(jìn)行標準化的高階諧波電流大小。不過(guò)，只有圖1中給出的在與線(xiàn)路頻率相同的頻率下且與電源線(xiàn)電壓同相的諧波電流(在此案例中為線(xiàn)路頻率下的基本諧波)對提供給負載的平均功率起作用。這些諧波電流會(huì )影響同一電力線(xiàn)上的其他設備的工作情況。

如果θ = 0°，則cosθ = 1且P = IRMS * VRMS，這與電阻負載的情況相同。當PF為1時(shí)，負載消耗電源提供的所有能量。
如果θ = 90°，則cosθ = 0；因此負載收到的功率為零。提供功率的發(fā)電機必須提供IRMS * VRMS的功率(即使沒(méi)有功率用于做有用功)。
因此，對于圖2中的二極管橋式電容器案例，式2的PF定義中剩下的唯一一個(gè)變量就是線(xiàn)路電流IRMS，因為線(xiàn)路電壓(VRMS)已通過(guò)電源線(xiàn)發(fā)電機固定至120V。電源線(xiàn)為提供給負載的給定平均功率而汲取的IRMS越高，功率因數(PF)就越低。圖2中的AC-DC轉換器采用120V的交流電源線(xiàn)電壓供電，并向負載提供600W的功率，同時(shí)汲取10A的線(xiàn)路電流，該轉換器的PF = 0.5。不過(guò)，圖1中PF為1的電阻負載僅從電源線(xiàn)中汲取5A的電流(該負載從120V交流電源線(xiàn)中汲取600W的功率)。
電力公司會(huì )因低PF負載而遭受損失，這是因為電力公司必須提供更高的發(fā)電能力，從而滿(mǎn)足由于負載的低PF而產(chǎn)生的更大的線(xiàn)路電流的要求。不過(guò)電力公司只會(huì )按提供的平均功率(單位為瓦特)向用戶(hù)收費——而不是按產(chǎn)生的伏安收費。
伏安與瓦特之間的這種差別要么以發(fā)熱的形式出現，要么反過(guò)來(lái)體現到交流電源線(xiàn)上。校正這種情況的最常見(jiàn)方法是采用功率因數校正。

功率因數校正
IEC-61000-3-2標準定義了給定功率級別允許的最大諧波電流。該標準1995年和2001年的初始版本已被2005年的版本3更新(請參見(jiàn)表)。2005年版本3對每相耗費的功率在75至600W之間，耗費的電流≤16A的(D類(lèi))PC、顯示器和電視機的電源線(xiàn)諧波電流提出了更加嚴格的要求。為滿(mǎn)足這些要求，設計工程師必須在D類(lèi)電源中采用有源功率因數校正(PFC)。
許多PFC電路都采用升壓轉換器。傳統的PFC升壓轉換器中的一個(gè)限制因素是它只能由整流后的交流電源線(xiàn)供電，而這種電源線(xiàn)涉及兩級功率處理(圖5)。轉換器產(chǎn)生的波形更好地說(shuō)明了這個(gè)問(wèn)題(圖6)。此外，無(wú)法通過(guò)簡(jiǎn)單有效的方法在傳統升壓轉換器中引入隔離。

采用升壓轉換器的全橋擴展(然后作為PFC轉換器進(jìn)行控制)是一種引入隔離的方法(圖7)。不過(guò)，這種方法需要在初級增加四個(gè)晶體管，在次級增加四個(gè)二極管整流器(晶體管和整流器均在100kHz的開(kāi)關(guān)頻率下工作)，從而增加了復雜性。此外，四個(gè)增加的二極管位于以50/60Hz的線(xiàn)路頻率工作的輸入橋式整流器中。
 
除了低頻正弦電流之外，線(xiàn)路電流還將在高開(kāi)關(guān)頻率下疊加輸入電感紋波電流，這需要通過(guò)交流電源線(xiàn)上的一個(gè)額外的高頻濾波器進(jìn)行濾波。由于增加了12個(gè)在硬開(kāi)關(guān)模式下工作的開(kāi)關(guān)，因此造成了較高的傳導和開(kāi)關(guān)損耗。據報道，這種兩級方法及輔助開(kāi)關(guān)器件的最高效率為87%。
由于升壓直流轉換增益的影響，這種方法還會(huì )出現啟動(dòng)問(wèn)題。它需要額外的電路對輸出電容進(jìn)行預充電，以便轉換器能夠啟動(dòng)。
要實(shí)現1kW或1kW以上的功率，設計工程師經(jīng)常采用三級方法(圖8)。在圖8中，標準升壓PFC轉換器和隔離降壓轉換器位于輸入的橋式整流器之后。這總共需要14個(gè)開(kāi)關(guān)。其中至少六個(gè)開(kāi)關(guān)為高壓開(kāi)關(guān)，這樣就進(jìn)一步降低了效率，增加了成本。盡管如此，在使用最好開(kāi)關(guān)器件的情況下，最高效率能夠達到90%左右，該頻率仍比兩級方法的效率要高。

如要實(shí)現中低功率，則有一個(gè)替代方法，該方法通過(guò)采用前向轉換器作為隔離級來(lái)減少開(kāi)關(guān)數量(圖9)。在采用這個(gè)方法之前，必須注意這一點(diǎn)：雖然現在有10個(gè)開(kāi)關(guān)，但與全橋式方案相比，正向轉換器中的四個(gè)開(kāi)關(guān)器件向初級和次級開(kāi)關(guān)施加了更大的電壓應力。此外，全橋式方案還需要四個(gè)磁性元器件。

Teslaco公司總裁Slobodan Cuk博士開(kāi)辟了這個(gè)領(lǐng)域的新天地，他研發(fā)出一種直接由交流電源線(xiàn)供電的無(wú)橋PFC轉換器(正在申請專(zhuān)利)。該轉換器據稱(chēng)是首款真正的單級無(wú)橋AC-DC PFC轉換器。
為了實(shí)現這一壯舉，Cuk采用了一種新的開(kāi)關(guān)功率轉換方法，這種方法稱(chēng)為“混合開(kāi)關(guān)”(hybrid-switching)。該方法采用僅包含三個(gè)開(kāi)關(guān)的轉換器拓撲：一個(gè)可控開(kāi)關(guān)S和兩個(gè)無(wú)源整流器開(kāi)關(guān)(CR1和CR2)(圖10)。輸入交流電壓為正極或負極時(shí)，兩個(gè)整流器根據主開(kāi)關(guān)(S)的狀態(tài)作出相應的導通和關(guān)斷操作。該拓撲由一個(gè)與輸入串聯(lián)的電感、浮動(dòng)的能量傳輸電容(作為開(kāi)關(guān)周期部件的諧振電容器)和一個(gè)諧振電感組成。
由于基于PWM方波開(kāi)關(guān)的傳統轉換器采用電感和電容器，因此它們需要互補的成對開(kāi)關(guān)。當一個(gè)開(kāi)關(guān)導通時(shí)，其互補的開(kāi)關(guān)就關(guān)斷，反之亦然。因此，只允許采用偶數個(gè)開(kāi)關(guān)，而新型混合開(kāi)關(guān)PFC轉換器可以采用奇數個(gè)(3個(gè))開(kāi)關(guān)。
在這種設置中，這樣的互補開(kāi)關(guān)是不存在的。一個(gè)有源開(kāi)關(guān)S單獨控制兩個(gè)二極管，其角色會(huì )根據交流輸入電壓的極性自動(dòng)發(fā)生變化。例如，交流輸入電壓為正極時(shí)，CR1在開(kāi)關(guān)S的導通間隔導電。而交流輸入電壓為負極時(shí)，CR1在開(kāi)關(guān)S的關(guān)斷間隔導電。此外，CR2還根據開(kāi)關(guān)S的狀態(tài)和輸入交流電壓極性自動(dòng)作出反應。交流輸入電壓為正極時(shí)，CR2在開(kāi)關(guān)S的關(guān)斷間隔導電；交流輸入電壓為負極時(shí)，CR2在開(kāi)關(guān)S的導通間隔導電。
因此，三個(gè)開(kāi)關(guān)可以在輸入交流線(xiàn)路電壓的正半周期和負半周期的整個(gè)周期內工作。因此，這種真正的無(wú)橋PFC轉換器無(wú)需全橋式整流器也可以工作，這是因為轉換器拓撲實(shí)際上執行了交流線(xiàn)路整流。最終在輸入交流線(xiàn)路電壓的正負半周期實(shí)現了同樣的直流輸出電壓。消除全橋式整流器相當于直接消除了損耗(特別是對于85V的低電壓線(xiàn)路而言)。
初級的有源開(kāi)關(guān)S在開(kāi)關(guān)頻率下調制和工作，該開(kāi)關(guān)頻率比線(xiàn)路頻率高三個(gè)數量級(比如，開(kāi)關(guān)頻率為50kHz時(shí)，交流線(xiàn)路頻率為50/60Hz)。占空比(D)可以通過(guò)控制開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間和所有的穩態(tài)指標(比如，直流轉換率)來(lái)定義，電感L的直流電流根據D來(lái)表示。
隨后，全波輸入線(xiàn)路電壓和輸入線(xiàn)路電流被感測后作為輸入發(fā)送至無(wú)橋PFC IC控制器�？刂破鲗Τ跫壍拈_(kāi)關(guān)S進(jìn)行調制，強制輸入線(xiàn)路電流與輸入線(xiàn)路電壓成正比，從而提供理想的整功率因數。
該PFC轉換器真正出眾的特性是流電隔離擴展可以保持圖10中的三個(gè)開(kāi)關(guān)組成的轉換器的簡(jiǎn)單性。諧振電容器基本上分成了兩個(gè)串聯(lián)的電容器，隔離變壓器被插在它們分離的位置。

數字控制PFC
用于電源的低成本、高性能數字控制器的出現使得這類(lèi)控制器開(kāi)始應用于PFC設計。數字控制器可提供可編程配置、非線(xiàn)性控制、低器件數和實(shí)現通常使用模擬方法很難實(shí)現的復雜功能的能力。
如今的大多數數字功率控制器(比如TI的UCD3020)都具有集成式功率控制外設和功率管理內核，包括數字環(huán)路補償器、快速模數轉換器(ADC)、帶內置死區時(shí)間的高分辨率數字脈寬調制器(DPWM)、低功耗微控制器等。這些控制器支持無(wú)橋PFC等復雜的高性能電源設計。
例如，無(wú)橋PFC可以整合兩個(gè)直流-直流升壓電路：L1、D1、S1和L2、D2、S2(圖11)。D3和D4是慢速恢復二極管。單獨感測以?xún)炔侩娫吹貫榛鶞实木�(xiàn)路和中性點(diǎn)電壓可實(shí)現輸入交流電壓的測量。通過(guò)比較感測的線(xiàn)路和中性信號，固件可以判斷是正半周期還是負半周期。在正半周期時(shí)，第一個(gè)直流-直流升壓電路(L1-S1-D1)是有源電路，升壓電流通過(guò)D4返回至交流中性線(xiàn)。在負半周期時(shí)，L2-S2-D2為有源電路，升壓電路通過(guò)D3返回至交流電源線(xiàn)。

 
與采用相同的功率器件的傳統單相PFC相比，無(wú)橋PFC和單相PFC應具有相同的開(kāi)關(guān)損耗。不過(guò)，無(wú)橋PFC電流僅通過(guò)一個(gè)慢速二極管(正半周期時(shí)為D4，負半周期時(shí)為D3)，而不是同時(shí)通過(guò)兩個(gè)二級管。因此，效率的提升依靠的是一個(gè)二極管與兩個(gè)二極管之間的傳導損耗之差。
無(wú)橋PFC的效率還可以通過(guò)全面導通不活動(dòng)的開(kāi)關(guān)來(lái)提升。比如，在正周期時(shí)，S2可以全面導通，而S1由PWM信號控制。由于在流動(dòng)的電流低于某個(gè)值時(shí)MOSFET S2上的電壓降可能低于D4，返回電流會(huì )部分或全部流過(guò)L1-D1-RL-S2-L2，然后返回至交流電源。這就降低了傳導損耗，從而提高了電路效率(特別是在輕負載下的電路效率)。同樣，在負周期時(shí)，S1全面導通，而S2則進(jìn)行開(kāi)關(guān)控制。
在相同的交流電壓和直流輸出電壓下，輸出電流與電壓回路輸出成正比。在此基礎上，頻率和輸出電壓可以進(jìn)行相應地調整。固件實(shí)現數字控制器中的電壓回路。由于輸出已知，因此很容易就能以低于模擬方法的成本實(shí)現該功能。
更多的數字PFC控制器
ADI公司最近發(fā)布了ADP1047和ADP1048數字PFC控制器，這兩款控制器還可以提供輸入電能計量和浪涌電流控制。ADP1047用于單相PFC應用，而ADP1048則針對交錯式和無(wú)橋PFC應用。
數字PFC功能基于傳統的升壓電路來(lái)為AC-DC系統提供最佳的諧波校正和功率因數。所有的信號都被轉換成數字信號，從而最大限度地提高靈活性；關(guān)鍵參數可以通過(guò)PMBus接口進(jìn)行報告和調整。
總的來(lái)說(shuō)，ADP1047和ADP1048的配置可以幫助設計工程師優(yōu)化系統性能，最大限度地提高負載范圍的效率。這兩款I(lǐng)C可以精確地測量RMS輸入電壓、電流和功率。然后該數據可以通過(guò)PMBus接口報告給電源的微控制器。
ADP1048的無(wú)橋升壓配置可以消除PFC轉換器的橋式輸入引起的傳導損耗(圖12)。在這種配置中，兩個(gè)功率MOSFET必須單獨驅動(dòng)，以實(shí)現最高效率。從ADP1048發(fā)出的信號可以實(shí)現這一點(diǎn)。IBAL引腳可以檢測出交流線(xiàn)路相位和零交叉點(diǎn)。IBAL引腳的最高額定電壓為VDD + 0.3 V，因此該引腳需要采用合適的箝位電路進(jìn)行保護。

在正交流電源線(xiàn)相位時(shí)，只有一個(gè)升壓級在有效工作。第二個(gè)級為無(wú)源級；Q2中的電流從源極流至漏極。在此相位時(shí)將Q2 FET全面導通可以最大限度地降低Q2的傳導損耗。當交流線(xiàn)路相位變?yōu)樨摃r(shí)，Q1和Q2的角色則出現反轉，Q2進(jìn)行有源開(kāi)關(guān)，而Q1則始終處于導通狀態(tài)。相位信息通過(guò)IBAL引腳從交流線(xiàn)路中檢測。在軟啟動(dòng)階段，兩個(gè)FET都作為預防措施進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作。當IBAL引腳上的相位信息損壞或者不準確時(shí)就會(huì )出現這樣的情況。