降壓開(kāi)關(guān)電源的設計過(guò)程非常簡(jiǎn)單，從最初的規格說(shuō)明出發(fā)，為設計選擇合適的“核心電路”，再配置一些外部元件，最后仿真和驗證以完成設計方案。但是目前有很多種控制技術(shù)，如何做出合適的決定很具挑戰性。為了選擇更合適的控制器或調節器，必須進(jìn)行深入的研究。
經(jīng)典的PWM控制技術(shù)
最常見(jiàn)的控制器采用經(jīng)典的脈沖寬度調制 (PWM) 技術(shù)，利用內部時(shí)鐘引導每個(gè)工作周期的開(kāi)始，使主MOSFET導通。通過(guò)比較控制電壓 (Vc) 和鋸齒波電壓幅度(Vp)，能夠對關(guān)閉時(shí)間進(jìn)行定時(shí)，如圖1所示。
圖1 電壓模式降壓穩壓器的基本架構
鋸齒波有三種不同的生成方式，與之對應的是電壓模式、電壓型前饋控制和電流模式這三種控制技術(shù)。
電壓模式：經(jīng)典
控制器內部產(chǎn)生一個(gè)恒定的鋸齒波，它具有恒定的電壓幅度。
電壓模式避免了電流模式斜率補償所帶來(lái)的復雜度增加，不容易受噪聲影響，而且通常檢測輸出電流所需的消隱時(shí)間更短。環(huán)路增益和帶寬也隨著(zhù)輸入電壓的增加而增大。
因為簡(jiǎn)單，電壓模式廣泛使用在低輸出電流的應用中，此時(shí)輸入線(xiàn)路相對穩定，具有比較慢的線(xiàn)路瞬態(tài)變化。
調制器和功率級的增益如下：
(1)
這里，Rc是輸出電容的ESR，是輸出負載的阻抗;L和C分別是輸出濾波器的電感和電容值，調節器的環(huán)路增益H(s)表示成：
(2)
調制器和功率級的增益直接跟隨輸入電壓(Vin)的增加而增加。和頻率相關(guān)的項是LC網(wǎng)絡(luò )的傳輸函數。該網(wǎng)絡(luò )具有電感和輸出電容所引入的雙重極點(diǎn)，同時(shí)還具有一個(gè)零點(diǎn)，該零點(diǎn)由輸出電容C和它的ESR造成。
電壓型前饋控制
鋸齒波的斜率隨輸入電壓變化，而且消除了輸入電壓變化導致的環(huán)路增益和帶寬的可變性。電壓型前饋控制避免了公式(1)和(2)對輸入電壓的依賴(lài)。
線(xiàn)路瞬態(tài)響應也有所改善，這是由于調節器在輸出電壓發(fā)生變化之前(輸入電壓的變化所致)就改變了占空比。電壓型前饋控制所帶來(lái)的另一個(gè)好處在于可以在輸入電壓的整個(gè)變化范圍內優(yōu)化環(huán)路增益。
電流模式：傳統而且高性能
電流模式并沒(méi)有使用恒定的鋸齒波來(lái)控制占空比，而是采用了輸出電感電流所產(chǎn)生的鋸齒波(見(jiàn)圖2)。電流檢測放大器通過(guò)測量主MOSFET導通時(shí)的電流來(lái)檢測電感電流。添加了固定的校正斜坡，從而消除了占空比大于50%所帶來(lái)的次諧波振蕩問(wèn)題。在開(kāi)關(guān)周期的開(kāi)始階段，開(kāi)關(guān)打開(kāi)，Rs和電流檢測放大器檢測電感電流。然后把電流檢測信號加到校正斜坡中，當這兩個(gè)波形的和超過(guò)Vc時(shí)，比較器的輸出變低，關(guān)閉輸出開(kāi)關(guān)。在電流模式技術(shù)中，調制器、輸出開(kāi)關(guān)和電感的工作原理類(lèi)似于跨導放大器，給輸出提供一個(gè)經(jīng)過(guò)調節的電流。結果，由于屬于基本的電壓模式控制，該級的增益不受Vin的變化影響。但是，該級的增益將隨負載阻抗發(fā)生變化。
圖2 電流模式降壓穩壓器的基本架構(LM5642)
電流模式控制具備以下一些優(yōu)點(diǎn)，例如：并行連接的相位之間存在著(zhù)更好的電流共享，L-C輸出濾波器的單極點(diǎn)帶來(lái)了較好的頻率補償，具有精確的逐周期電流限制以及對輸入干擾不敏感等。
如果我們對傳統電流模式控制器的補償級進(jìn)行深入研究，會(huì )發(fā)現調制器和功率級的增益如下：
(3)
這里，Ri是電流檢測增益:Ri=Ai·Rs (4)
D’是關(guān)工作周期:D’=1-D (5)
斜波補償因子表示為:
(6)
其中，Se是校正斜坡的斜率， Sn是檢測到的電流波形的斜率。
(7)
阻尼因子表示為：
(8)
公式(3)中的第一項表明增益是負載阻抗RL和電流檢測增益Ri的函數。第二項給出了斜波補償項。當校正斜坡斜率Se大于電流波形的正斜率Sn時(shí)，斜波補償因子Mc充分增加，從而對增益進(jìn)行衰減。
第三項給出了起決定作用的低頻特性。它具有一個(gè)由輸出電容的ESR引入的零點(diǎn)，以及單極點(diǎn)wp，該極點(diǎn)的數值由輸出電容和負載阻抗決定。
第四項包含兩個(gè)位于開(kāi)關(guān)頻率一半處的極點(diǎn)。這些極點(diǎn)的峰值受阻尼因子Qp控制，而阻尼因子又進(jìn)一步受校正斜坡控制。如果斜坡太小，這些極點(diǎn)將使調節器的環(huán)路增益到達最高點(diǎn)，如果占空比大于50%，在一半開(kāi)關(guān)頻率處的環(huán)路增益將超過(guò)0dB。這將導致電流模式控制發(fā)生次諧波振蕩。
電流模式控制最主要的弱點(diǎn)在于，難以測量具有小占空比的電流。這種測量方式易受噪聲影響，并且調制有時(shí)可能會(huì )不穩定。
磁滯控制技術(shù)：簡(jiǎn)單快速
另一個(gè)可能的方案是磁滯控制技術(shù)(見(jiàn)圖3)。調制器就是一個(gè)具備內置輸入磁滯(幾毫伏)的比較器，用于比較反饋電壓和參考電壓。當反饋電壓大于參考電壓半個(gè)磁滯電壓時(shí)，比較器的輸出變低，關(guān)閉開(kāi)關(guān)。開(kāi)關(guān)將一直保持關(guān)閉狀態(tài)，直到反饋電壓跌到比參考電壓低半個(gè)磁滯電壓為止。
圖3 磁滯降壓穩壓器的基本架構(LM3485)
這種拓撲結構可以對負載瞬態(tài)變化做出極快的響應，非常簡(jiǎn)單而且不需要頻率補償。
這種方案的主要問(wèn)題在于開(kāi)關(guān)頻率不是由振蕩器設定，不恒定而且依賴(lài)于很多變量。開(kāi)關(guān)頻率很大程度上依賴(lài)于元件參數和工作條件的變化。輸入電壓、負載電流、電感值和輸出電容(特別是它的等效串聯(lián)電阻ESR)都對開(kāi)關(guān)頻率有很大影響。
這種控制DC電壓的技術(shù)優(yōu)點(diǎn)在于簡(jiǎn)單的控制環(huán)路。很容易使控制器穩定。
控制環(huán)路不僅穩定而且響應非常迅速(響應延遲僅為90ns)。與大占空比(達到100%)特性相結合，可以產(chǎn)生非常迅速的瞬態(tài)響應。與競爭的調節器架構(PWM電流模式或電壓模式)相比，它更具有優(yōu)勢。
由于開(kāi)關(guān)頻率不是由可控振蕩器設定，它將隨不同的外部元件和輸入電壓的變化而發(fā)生變化。如果在特定應用中要求開(kāi)關(guān)頻率固定，將很難找到合適的設計方案。
恒定開(kāi)啟時(shí)間的磁滯控制技術(shù)
如上所述，磁滯控制技術(shù)具備一些有趣的優(yōu)勢，唯一的問(wèn)題在于開(kāi)關(guān)頻率不可預測。
如果在一個(gè)傳統的磁滯控制技術(shù)中，加入與輸入電壓成反比的單次觸發(fā)開(kāi)啟時(shí)間，開(kāi)關(guān)頻率就會(huì )保持相對恒定�？梢詰糜谌我饨祲赫{節器(工作在連續導通模式)的基本降壓調節器公式定義了降壓開(kāi)關(guān)的占空比D。
D=Vout/Vin =Ton·Fs (9)
其中，Ton是開(kāi)啟時(shí)間， Fs 是工作頻率。
如果把開(kāi)啟時(shí)間設定成與輸入電壓Vin成反比。
Ton=K·Ron/Vin (10)
其中，K是常數，Ron是可編程電阻，把公式(10)中的Ton代入到公式(9)中，解出Fs 。
Fs =Vout/(K·Ron) (11)
既然Vout、 K和Ron都是常數，工作頻率也將是常數。實(shí)際上，真實(shí)的工作頻率將會(huì )變化大約10%，這由單次觸發(fā)的非線(xiàn)性、傳播延遲和非理想的開(kāi)關(guān)壓降造成。
通過(guò)以上討論可以看到，該技術(shù)使整個(gè)系統解決方案的成本大大降低。由于不存在環(huán)路補償或穩定性問(wèn)題，這種概念很容易實(shí)現。同時(shí)，由于電路不需要反饋元件(會(huì )限制帶寬)，瞬態(tài)響應將會(huì )非常迅速。正是由于上述因素，這種概念把PWM固定頻率原理和磁滯模式的很多優(yōu)點(diǎn)結合到了一種解決方案中。 |
