對于探討反激電源以及變壓器這個(gè)話(huà)題，我猶豫了很久。因為關(guān)于反激的話(huà)題大家討論了很多很多，這個(gè)話(huà)題已經(jīng)被討論的非常透徹了。關(guān)于反激電源的參數設計也有多篇文章總結。還有熱心的網(wǎng)友，根據計算過(guò)程，自己編寫(xiě)了軟件或電子表格把計算做的傻瓜化。但我也注意到，幾乎每天都會(huì )出現關(guān)于反激設計過(guò)程出現問(wèn)題而求助的帖子，所以，思量再三，我決定還是再一次提出這個(gè)話(huà)題!我不知道我是否能寫(xiě)出一些有新意的東西，但我會(huì )盡力去寫(xiě)好。不期望能入高手的法眼，但愿能給入門(mén)者一些幫助。

縱觀(guān)電源市場(chǎng)，沒(méi)有哪一個(gè)拓撲能像反激電路那么普及，可見(jiàn)反激電源在電源設計中具有不可替代的地位。說(shuō)句不算夸張的話(huà)，把反激電源設計徹底搞透了，哪怕其他的拓撲一點(diǎn)不懂，在職場(chǎng)上找個(gè)月薪10K的工作也不是什么難事。

提綱

1、反激電路是由buck-boost拓撲演變而來(lái)，先分析一下buck-boost電路的工作過(guò)程。

工作時(shí)序說(shuō)明：

t0時(shí)刻，Q1開(kāi)通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線(xiàn)性上升。

t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過(guò)D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時(shí)刻，Q1開(kāi)通，開(kāi)始一個(gè)新的周期。

從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個(gè)工作周期中，電感L1的電流都沒(méi)有到零。所以，這個(gè)工作模式是電流連續的CCM模式，又叫做能量不完全轉移模式。因為電感中的儲能沒(méi)有完全釋放。

從工作過(guò)程我們也可以知道，這個(gè)拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開(kāi)通時(shí)，向電感中儲存能量，MOS管關(guān)斷時(shí)，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個(gè)能量傳遞過(guò)程是先儲存再釋放的過(guò)程。整個(gè)電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。我們還要注意到，根據電流流動(dòng)的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。

MOS管開(kāi)通時(shí)，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關(guān)斷時(shí)，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩態(tài)時(shí)，電路要保證電感不進(jìn)入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：

Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個(gè)工作周期為T(mén)，占空比為D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)

那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是：Vout=Vin×D/(1-D)

同時(shí)，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應力，都是Vin+Vout

另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來(lái)，二極管存在反向恢復問(wèn)題。MOS開(kāi)通時(shí)有電流尖峰。

上面的工作模式是電流連續的CCM模式。在原圖的基礎上，把電感量降低為80uH，其他參數不變，仿真看穩態(tài)的波形如下：

t0時(shí)刻，Q1開(kāi)通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開(kāi)始線(xiàn)性上升。

t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過(guò)D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時(shí)刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開(kāi)始發(fā)生諧振。所以可以看見(jiàn)MOS的Vds電壓出現周期性的振蕩。

t3時(shí)刻，Q1再次開(kāi)通，進(jìn)入一個(gè)新的周期。

在這個(gè)工作模式中，因為電感電流會(huì )到零，所以是電流不連續的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態(tài)，所以沒(méi)有反向恢復的問(wèn)題。但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

只是個(gè)波形的正反問(wèn)題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過(guò)來(lái)，那么波形就倒過(guò)來(lái)。

你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個(gè)點(diǎn)相減出來(lái)的。

看波形圖也要配合這原理圖來(lái)看的。

當MOS開(kāi)通的時(shí)候，二極管D1承受著(zhù)反壓，是一個(gè)負的電壓。MOS關(guān)斷的時(shí)候，二極管導通，正向壓降很低二極管的反向恢復，和其工作時(shí)PN結的載流子的運動(dòng)有關(guān)系。DCM時(shí)，因為二極管已經(jīng)沒(méi)有電流流過(guò)了，內部載流子已經(jīng)完成了復合過(guò)程。所以不存在反向回復問(wèn)題。會(huì )有一點(diǎn)點(diǎn)反向電流，不過(guò)那是結電容造成的。

在CCM和DCM模式有個(gè)過(guò)渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個(gè)模式就是電感電流剛好降到零的時(shí)候，MOS開(kāi)通。這個(gè)方式就是DCM向CCM過(guò)渡的臨界模式。CCM在輕載的時(shí)候，會(huì )進(jìn)入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復問(wèn)題。同時(shí)也能避免深度DCM時(shí)，電流峰值很大的缺點(diǎn)。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會(huì )和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點(diǎn)的時(shí)候，MOS開(kāi)通進(jìn)入下一個(gè)周期，這樣就可以降低MOS開(kāi)通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現在都有豐富的控制IC可以提供用來(lái)設計。

2、那么我們常說(shuō)，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來(lái)，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢?請看下面的圖：

這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來(lái)。變成如下的電路結構。這個(gè)電路和上面的電路是完全等效的。

接下來(lái)，我們把這個(gè)電路，從A、B兩點(diǎn)斷開(kāi)，然后在斷開(kāi)的地方接入一個(gè)變壓器，得到下圖：

為什么變壓器要接在這個(gè)地方?因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會(huì )導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯(lián)關(guān)系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個(gè)電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：

這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過(guò)程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個(gè)變壓器的本質(zhì)是個(gè)耦合電感。采用這個(gè)耦合電感來(lái)傳遞能量，不僅可以實(shí)現輸入與輸出的隔離，同時(shí)也實(shí)現了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來(lái)調節電壓。

由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實(shí)際線(xiàn)路中也會(huì )存在雜散電感。當MOS關(guān)斷時(shí)，漏感和雜散電感中的能量會(huì )在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會(huì )導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進(jìn)行處理，最常見(jiàn)的就是增加一個(gè)RCD吸收電路。用C來(lái)暫存漏感能量，用R來(lái)耗散之。

下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過(guò)程。在使用耦合電感仿真的時(shí)候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡(jiǎn)單的辦法，就是選擇一個(gè)理想的線(xiàn)性變壓器，然后設置其電感量來(lái)仿真。還有一個(gè)辦法，就是利用耦合電感K這個(gè)模型來(lái)仿真。下圖是我們用來(lái)仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數的設置，我把所有元件的關(guān)鍵參數都顯示出來(lái)了。還有，因為仿真的需要，我把輸入和輸出共地，實(shí)際電路當然是隔離的。

細心的朋友可能會(huì )注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒(méi)有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著(zhù)變壓器的匝比NP/NS=2：1設定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長(cháng)10ns，看看穩態(tài)時(shí)的波形吧：

下面先簡(jiǎn)單敘述其工作原理：

t0時(shí)刻，MOS開(kāi)通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線(xiàn)性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。

t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷。變壓器初級電流被強制關(guān)斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現在MOS要強制關(guān)斷初級電流，那么初級電感就會(huì )在MOS關(guān)斷過(guò)程中，在初級側產(chǎn)生一個(gè)感應電動(dòng)勢。根據電磁感應定律，我們知道，這個(gè)感應電動(dòng)勢在原理圖中是下正上負的。這個(gè)感應電動(dòng)勢通過(guò)變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應電動(dòng)勢是上正下負。當次級的感應電動(dòng)勢達到輸出電壓時(shí)，次級整流二極管導通。初級電感在MOS開(kāi)通時(shí)儲存的能量，通過(guò)磁芯耦合到次級電感，然后通過(guò)次級線(xiàn)圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉移能量的過(guò)程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數的比例關(guān)系，所以此時(shí)初級側的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP)，這里為了簡(jiǎn)化分析，我們忽略了二極管的正向導通壓降。

現在我們引入一個(gè)非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉移能量時(shí)，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數比關(guān)系反射到初級側繞組的電壓，數值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二極管的正向導通壓降。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實(shí)這一點(diǎn)。那么我們從原理圖上可以知道，此時(shí)MOS的承受的電壓為Vin+Vf。

也有朋友注意到了，在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過(guò)Vin+Vf!這是怎么回事呢?這是因為，我們的這個(gè)例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會(huì )通過(guò)磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過(guò)程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會(huì )產(chǎn)生感應電動(dòng)勢，這個(gè)感應電動(dòng)勢因為無(wú)法被次級耦合而箝位，電壓會(huì )沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個(gè)RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過(guò)R消耗掉。當然，這個(gè)R不僅消耗漏感能量。因為在MOS關(guān)斷時(shí)，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實(shí)，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個(gè)電阻負載，電路結構完全是相同的。故而初級側這時(shí)候也像一個(gè)輸出繞組似的，只不過(guò)輸出的電壓是Vf，那么Vf也會(huì )在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率。因此，初級側的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過(guò)多的能量而降低效率。t3時(shí)刻，MOS再次開(kāi)通，開(kāi)始下一個(gè)周期。那么現在有一個(gè)問(wèn)題。在一個(gè)工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著(zhù)MOS的關(guān)斷是被強制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續的。那么，是不是我們的這個(gè)電路是工作在DCM狀態(tài)的呢?

在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續來(lái)判斷的。而是根據初、次級的電流合成來(lái)判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時(shí)為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過(guò)渡模式。

所以根據這個(gè)我們從波形圖中可以看到，當MOS開(kāi)通時(shí)，次級電流還沒(méi)有降到零。而MOS開(kāi)通時(shí)，初級電流并不是從零開(kāi)始上升，故而，這個(gè)例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說(shuō)過(guò)，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說(shuō)，儲存在磁芯中的能量是沒(méi)有完全釋放的。但進(jìn)入穩態(tài)后，每周期MOS開(kāi)通時(shí)新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會(huì )飽和的。

在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進(jìn)入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅動(dòng)占空比要降低一點(diǎn)。其他參數保持不變。

同樣，設定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長(cháng)10ns，看看穩態(tài)時(shí)的波形吧：

t0時(shí)刻，MOS開(kāi)通，初級電流線(xiàn)性上升。

t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷，初級感應電動(dòng)勢耦合到次級向輸出電容轉移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過(guò)繞組耦合，按照匝比關(guān)系反射到初級。這些和CCM模式時(shí)是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時(shí)刻結束。

t2時(shí)刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著(zhù)磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動(dòng)截止了，次級相當于開(kāi)路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開(kāi)始下降，經(jīng)過(guò)1/4之一個(gè)諧振周期后又開(kāi)始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個(gè)振蕩是個(gè)阻尼振蕩，幅度越來(lái)越小。

t2到t3時(shí)刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來(lái)維持。

t3時(shí)刻，MOS再次開(kāi)通，由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開(kāi)始上升的。

從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區別：

1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個(gè)周期開(kāi)通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個(gè)周期開(kāi)通前，Vds會(huì )從Vin+Vf這個(gè)平臺降下來(lái)發(fā)生阻尼振蕩。

所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來(lái)反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開(kāi)通MOS進(jìn)入下一個(gè)周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

這種工作方式就是叫做CRM方式�？梢杂米冾l帶電流過(guò)零檢測的IC來(lái)控制。例如L6561MC34262等。

還有一種方式，就是次級電流過(guò)零后，MOS結電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點(diǎn)的時(shí)候開(kāi)通，那么可以有效降低容性開(kāi)通造成的能量損失。這種就是前面提到過(guò)的QR準諧振模式。這樣的控制IC現在也有很多。