摘要： 提出了一種工作于斷續模式( DCM) 雙輸出單級反激功率因數校正( PFC) 變換器驅動(dòng)高亮LED 的方法。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時(shí)分復用方法實(shí)現了每一條輸出支路電流的獨立調節，提高了驅動(dòng)器的可靠性; 由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現兩路恒流輸出，進(jìn)而降低了驅動(dòng)器的成本; 變換器工作在DCM、定頻、定占空比時(shí)，可獲得較高的功率因數。最后通過(guò)仿真與實(shí)驗驗證本文研究結果的正確性與有效性。
1 引言
如今，LED 已經(jīng)廣泛應用于液晶背光、汽車(chē)、交通燈以及通用照明。根據IEC 61000-3-2 C 類(lèi)法規，需要對大于25W 的LED 通用照明驅動(dòng)器進(jìn)行功率因數校正( Power Factor Correction,PFC) ,因此低成本的功率因數校正方案成為關(guān)注的研究課題。
AC /DC 變換器中常見(jiàn)的有源功率校正( Active PowerFactor Correction,APFC) 電路是兩級PFC 電路，前一級電路用來(lái)進(jìn)行功率因數校正，后一級電路用作DC /DC 變換器。由于存在兩個(gè)級聯(lián)功率級，這一類(lèi)電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現了另一類(lèi)APFC 拓撲，這類(lèi)拓撲把PFC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個(gè)有源功率開(kāi)關(guān)，成為單級AC /DC 變換器，進(jìn)而降低了成本，這種APFC 電路現在已經(jīng)廣泛應用于鎮流器，充電器中。
將多路輸出變換器作為L(cháng)ED 驅動(dòng)器，可實(shí)現用一個(gè)變換器滿(mǎn)足多個(gè)不同等級的恒流輸出需求，從而降低了驅動(dòng)器的成本。而傳統的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權反饋調節方式，雖可實(shí)現多路恒壓輸出，但不能實(shí)現多路恒流輸出�；诖�，本文提出了一類(lèi)雙輸出單級反激PFC 拓撲。
此類(lèi)拓撲在DCM 下，即可實(shí)現各路獨立調節的恒壓輸出，也可實(shí)現各路獨立調節的恒流輸出，并且實(shí)現了功率因數校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應用時(shí)分復用方法實(shí)現了每一條輸出支路電流的獨立調節，從而可使每路分別驅動(dòng)不同類(lèi)型的LED,而且驅動(dòng)器其中一路故障不會(huì )影響另一支路的正常輸出，提高了驅動(dòng)器的可靠性; 由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲能電容，進(jìn)而降低了驅動(dòng)器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數。最后通過(guò)仿真與實(shí)驗驗證了本文研究結果的正確性與有效性。
2 獨立調節雙恒流輸出反激拓撲
圖1 為獨立調節雙路恒流輸出單級反激PFC變換器的拓撲圖及其開(kāi)關(guān)時(shí)序。圖1 (a) 為獨立輸出繞組型拓撲，兩路輸出分別由兩個(gè)獨立繞組提供。
圖1( b) 為共用輸出繞組型拓撲，兩路輸出由同一個(gè)繞組分時(shí)提供。無(wú)論是獨立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個(gè)電路滿(mǎn)足D1a + D2a < 0. 5,并且D1b +D2b < 0. 5,則可使兩路工作在互補的相位Фa和Фb,通過(guò)時(shí)分復用信號TMS ( Time-Multiplexing Signal,TMS) 分別對兩路進(jìn)行復用控制。如圖1 ( c) 所示，當Soa = 1,變換器對A 路輸出進(jìn)行調節，原邊開(kāi)關(guān)電流Ip在D1aT 階段線(xiàn)性上升，在D2a T 續流階段電流Isb線(xiàn)性下降，D3a T = ( 1 - D1a - D2a) T 時(shí)，電流Isb為零，此時(shí)，變換器處于DCM 工作模式; 當Sob = 1,變換器對B 路輸出進(jìn)行調節，若B 路工作時(shí)變換器也處于DCM 工作模式，就可實(shí)現兩路無(wú)交叉影響控制。
圖1 獨立調節雙路輸出單級反激PFC變換器及其開(kāi)關(guān)時(shí)序
Flyback 變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動(dòng)跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數。對于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無(wú)交叉影響的條件下，如果每一路均可以實(shí)現較高的功率因數，那么整個(gè)變換器也可以實(shí)現較高的功率因數。
3 功率因數校正控制實(shí)現
如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級反激PFC LED 驅動(dòng)器及控制實(shí)現。每路均采用LED串聯(lián)方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個(gè)參考電壓Vref1、Vref2進(jìn)行比較，再通過(guò)誤差比較器產(chǎn)生誤差信號Ve1、Ve2.鋸齒波信號Vsaw同時(shí)與這兩個(gè)誤差信號進(jìn)行比較產(chǎn)生C1,C2 信號。
由時(shí)分復用信號產(chǎn)生器產(chǎn)生的時(shí)分復用信號TMS給選擇器提供選擇信號，進(jìn)而決定在一個(gè)周期內控制器選擇每路的占空比信號C1 或C2.選擇器的輸出信號Vs1經(jīng)過(guò)隔離后作為主開(kāi)關(guān)Q1 的驅動(dòng)信號，而時(shí)分復用信號Vsa( TMS) 及其互補信號Vsb分別作為開(kāi)關(guān)Q2、Q3 的驅動(dòng)信號。
圖2 雙路輸出單級反激PFC 驅動(dòng)器及控制環(huán)路示意圖。
圖3 所示為雙路輸出單級反激PFC 變換器原邊電流iQ1,副邊電流iQ2,iQ3的控制時(shí)序示意圖，圖中時(shí)分復用信號( TMS ) 決定了調節的支路。當TMS = 1 時(shí)，變換器對A 路進(jìn)行調節，此時(shí)變換器根據A 路的設計參數進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開(kāi)關(guān)電流峰值包絡(luò )線(xiàn)分別如圖3 中的IQ1_A( θ) 和Ipkp_Q2( θ) 所示; 當TMS = 0 時(shí)，變換器對B 路進(jìn)行調節，此時(shí)變換器就根據B 路的設計參數進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開(kāi)關(guān)電流峰值包絡(luò )線(xiàn)分別如圖3 中的IQ1_B( θ) 和Ipkp_Q3( θ) 所示; 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg( θ) 所示。
圖3 雙路輸出單級反激PFC 變換器控制時(shí)序示意圖。
為了實(shí)現定占空比控制，單級反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設置的誤差放大網(wǎng)絡(luò )對輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會(huì )很敏感，即可實(shí)現定占空比要求，從而實(shí)現PFC。
為了使雙路輸出無(wú)交叉影響以及PFC 功能，保證電路工作在DCM 下是非常重要的。為了保證電感電流處于斷續模式，A 路應滿(mǎn)足（1）：
其中，Vpkp為輸入電壓的峰值，θ 為輸入頻率，T 為開(kāi)關(guān)周期( = TA + TB) ,TA為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內A 路的復用時(shí)間。半個(gè)工頻周期內，變換器在定占空比條件下，A 路輸入電流峰值的包絡(luò )線(xiàn)為（3）：
其中Ipkp_A為A 路輸入電流的最大峰值。A 路主開(kāi)關(guān)導通時(shí)間為：（4）
其中，LP是原邊電感值。A 路副邊開(kāi)關(guān)導通時(shí)間為：（5）
其中，LS是副邊電感值; ISP( θ) 是副邊電流峰值，它也是正弦函數; NA為原邊和副邊的匝數比; Vf是副邊二極管導通壓降。
A 路輸入電流瞬時(shí)值為：（6）
要保證A 路工作于斷續模式，需滿(mǎn)足式( 1) ,將式( 4) ,( 5) 代入，可得臨界電感：（7）
A 路輸入的平均功率可表示為：（8）
若Lp固定，A 路原邊開(kāi)關(guān)電流的最大峰值為：（9）
同理，B 路原邊峰值電流的最大峰值為：（10）
若變換器無(wú)能量損耗，則A 路，B 路最大輸出功率為：（11）（12）
如果兩路輸出電壓相等，根據式( 11) 、( 12) ,那么A路，B 路最大輸出功率與A 路復用占空比DA的關(guān)系如圖4 所示：
圖4 A、B 路最大輸出功率與DA的關(guān)系圖。
由圖4 可知，如果兩路所需功率不同，比如PA /PB = 2,DA選擇0. 586 可使在滿(mǎn)足兩路輸出功率的前提下最大提升變換器輸出的總功率，此時(shí)電感電流處于臨界導電模式。所以根據每一路的最大需求功率分配復用時(shí)間，可以提高電感的利用率。
4 仿真和實(shí)驗結果
為了驗證雙路輸出單級反激PFC 變換器的可行性，根據圖2 所示的獨立調節雙輸出反激變換器以及控制實(shí)現要求，選用表1 的電路參數進(jìn)行仿真，并制作了樣機。為了簡(jiǎn)化設計，設定變壓器原邊與副邊繞組的匝比為36∶ 9∶ 9,選擇時(shí)分復用信號的復用時(shí)間比TA ∶ TB = 1∶ 1,如表1 所示。
表1 PWM 控制雙輸出單級反激PFC 變換器電路參數。
圖5 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及主開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)電流IQ1的仿真波形
從圖可以看出輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓。圖6 為時(shí)分復用信號TMS、驅動(dòng)信號Vs1、兩路輔助開(kāi)關(guān)電流iQ2,iQ3的實(shí)驗波形，圖7 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及流經(jīng)主開(kāi)關(guān)的電流iQ1的實(shí)驗波形，可以看出輸入電流能夠很好地跟隨輸入電壓變化，驗證了仿真的結果，實(shí)測PF 值為0. 967; 圖8 為輸出電流Ioa、Iob的實(shí)驗波形，可以看出，A 路輸出平均電流Ioa,rms為347mA,紋波Ioa,p-p為32mA,B 路輸出平均電流Iob,rms為173mA,紋波Iob,p-p為32mA,實(shí)現了雙路恒流輸出。圖9 所示為樣機正常工作時(shí)的實(shí)物圖。
5 結論
隨著(zhù)高亮LED 的廣泛應用，本文提出了一種基于雙輸出單級反激PFC 變換器驅動(dòng)高亮LED 的方法。其中每一條輸出支路電流可獨立調節，從而可使每路分別驅動(dòng)不同類(lèi)型的LED; 其中一路故障不影響另一支路的正常輸出，提高了驅動(dòng)器的可靠性;由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現兩路恒流輸出，不需要大的輸入支撐電容，降低了驅動(dòng)器的成本，且易于實(shí)現隔離及PFC 功能，實(shí)測達到了0. 967的PF 值。此方法為需要多路恒流源并且需要實(shí)現功率因數校正的應用提供了一種有效的解決思路。 |
