在電路中選擇運算放大器(運放)來(lái)實(shí)現某一特定功能時(shí)，最具挑戰性的選擇標準之一是輸出電流或負載驅動(dòng)能力。運放的大多數性能參數通常都會(huì )在數據手冊、性能圖或應用指南中明確地給出。設計者須根據輸出電流并同時(shí)參考運放的其他各類(lèi)參數，以滿(mǎn)足數據手冊中所規定的產(chǎn)品性能。不同半導體制造商所提供的器件之間，甚至同一家制造商所提供的不同器件之間的輸出電流都存在很大區別，這使得運放的設計和應用變得更加復雜。本文將通過(guò)一些實(shí)例講解如何根據運放的性能參數對所需進(jìn)行設計的電路的驅動(dòng)能力進(jìn)行評估，從而幫助設計者確保自己所選擇的產(chǎn)品，在所有情況下都具有足夠的負載驅動(dòng)能力。

　　哪些因素影響驅動(dòng)能力

　　輸出驅動(dòng)能力是一系列內部和外部設定值或條件的函數。輸出級的偏置電流、驅動(dòng)級、結構和工藝都屬于內部因素。一旦選擇了一種器件來(lái)實(shí)現某一特定的功能，設計者就無(wú)法再改變這些影響輸出驅動(dòng)能力的內部條件。大多數低功耗運放的輸出驅動(dòng)能力較差，其中一個(gè)原因就是它們的輸出級的偏置電流較小。另一方面，高速運放通常具有較高的驅動(dòng)能力，可滿(mǎn)足高速電路的低阻要求。高速運放通常具有較高的電源工作電流，這也會(huì )提高輸出驅動(dòng)能力。

　　傳統上，集成化PNP級比NPN晶體管的性能要差。在這樣的工藝下，PNP輸出晶體管與NPN相比，越低的β值，意味著(zhù)輸出驅動(dòng)能力會(huì )不平衡。滿(mǎn)擺幅輸出的運放通常會(huì )將晶體管的集電極作為輸出管腳，性能較差的PNP管會(huì )導致提供源電流(source current)的能力比提供阱電流(sink current)的能力差。對于非滿(mǎn)擺幅器件，情況恰好相反，由于大多數器件使用PNP晶體管的發(fā)射極輸出，大大地影響了阱電流特性，因此它們輸出阱電流的能力較差。而且，當估計器件的輸出電流能力時(shí)，器件之間的性能波動(dòng)也應考慮在內。因此設計者在基于"典型的"數據手冊規范選擇器件的同時(shí)，還必須考慮"限值"和"最小"規范，以確保所使用的每個(gè)器件在生產(chǎn)時(shí)都具有足夠的驅動(dòng)能力。

　　除上面所列的內部因素之外，一些外部因素也會(huì )影響驅動(dòng)能力。其中一些能夠被控制，以?xún)?yōu)化輸出驅動(dòng)能力，而其余的就很難控制。下面列出了影響輸出驅動(dòng)能力的外部因素：相對于相應電源電壓的輸出電壓余量(相對于電源電壓的差值);輸入過(guò)驅動(dòng)電壓;總電源電壓;直流與交流耦合負載;結溫。

　　輸出驅動(dòng)能力通常以輸出短路電流的形式給出。此時(shí)，制造商指定當輸出接地(在單電源供電的情況下為1/2電源電壓，稱(chēng)作"Vs/2")時(shí)所能提供的電流值。制造商可能會(huì )提供兩個(gè)數值，一個(gè)代表源電流(通常前面會(huì )有"+")，另一個(gè)代表阱電流(通常前面會(huì )有"-")。在負載上電壓擺幅很小的應用中，輸出級驅動(dòng)器相對于電源電壓(源電流為V+，漏電流為V-)會(huì )有很大的電壓差，此時(shí)用戶(hù)能夠使用這一數據來(lái)有效地預測此運放的性能。試想運放帶一個(gè)很大負載并且該負載被一個(gè)接近地(或在單電源情況下為Vs/2)的電壓驅動(dòng)的情況。如果放大級的負載是逐步變化的，能向負載提供的電流將與運放數據手冊中"輸出短路電流"所給出的電流值一致。一旦輸出開(kāi)始隨之改變，將發(fā)生兩個(gè)情況：運放的輸出電壓余量減小;運放的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓減小。

　　由于前一個(gè)原因所能提供的輸出電流將減小，這還與運放的設計有關(guān)，如后者中所述，過(guò)驅動(dòng)電壓的減小也會(huì )引起輸出電流的減小。

　　另一種更有用的確定電流能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1顯示了美國國家半導體公司的LMH6642的輸出電流和輸出電壓圖。對于大多數器件，通常會(huì )對源電流(圖1a)和阱電流(圖1b)這兩種情況分別給出一張圖。

　　圖1：LMH6642的輸出特征。

　　使用這種圖，就能夠估算出對于給定的輸出擺幅運放所能提供的電流。這些圖由半導體制造商提供，用來(lái)顯示放大器的輸出電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。

　　請注意，在圖1中，描述了"來(lái)自V+的Vout"與輸出源電流的關(guān)系，以及"來(lái)自V-的Vout"與輸出阱電流的關(guān)系。用這種方法來(lái)表示數據的原因之一是，和輸出電壓相對于地的表示方法相比，它能被更容易地應用于單電源或雙電源操作。另一個(gè)原因是由于電壓余量比總
的電源電壓對于輸出電流的影響要大得多，因此對于任意的電源電壓，即使在數據手冊上找不到精確對應的條件，這種數據手冊示方法也能使設計者通過(guò)一組最接近的曲線(xiàn)來(lái)進(jìn)行粗略的計算。

　　圖1能夠用來(lái)預測一個(gè)給定負載上的電壓擺幅。如果坐標軸是線(xiàn)性的，設計者只需要在圖1的特征曲線(xiàn)上加上一條負載曲線(xiàn)，通過(guò)這兩條曲線(xiàn)的交點(diǎn)就能確定電壓擺幅。但如圖所示，很多情況下，尤其當運放是滿(mǎn)擺幅輸出時(shí)，兩條坐標軸都使用對數坐標，以使得在輸出電流很小、輸出只有幾毫伏的情況下，曲線(xiàn)也能有較好的分辨率。在對數坐標下，負載曲線(xiàn)不再是一條簡(jiǎn)單的直線(xiàn)，將不容易畫(huà)出。那么如何才能預測一個(gè)給定負載的輸出擺幅呢?

　　如果設計師愿意花些時(shí)間在器件性能和外部電路要求之間反復進(jìn)行擺幅預測，會(huì )得到一個(gè)十分精確的結果。這里，我將利用一些實(shí)例說(shuō)明如何進(jìn)行這種預測。

　　圖2：預測給定負載上的輸出電壓擺幅的實(shí)例。

　　考慮如圖2a的應用，其中LMH6642被用來(lái)驅動(dòng)一個(gè)RL=100Ω并與Vs/2(1/2電源電壓)相連的負載。假設此情況下LMH6642的輸出被偏置在Vs/2或5V：

　　問(wèn)題是設計師能夠使用圖1中所示的LMH6642的數據來(lái)估計可能的最大輸出擺幅嗎?答案是肯定的。

　　為了估計擺幅，要創(chuàng )建一張表(表1)，它由輸出擺幅的初始猜測值開(kāi)始(第2列)，接著(zhù)是對猜測值的一系列修正(比較第3列和第5列，結果由第6列顯示)。

　　表1： 使用迭代來(lái)預測圖2a的輸出擺幅(LMH6642)。

　　重復這一過(guò)程，直至在所給的條件下，器件特性與負載要求一致，便在第2列的底部得到了最終的結果，這樣就完成了對擺幅的估算。因此，表1中的反復結果顯示，圖2a中的電路能在100Ω的負載上產(chǎn)生最高8.75V的電壓。轉換成峰峰值是7.5VPP{=(8.75-5)V x 2=7.5VPP}。

　　下面列出了表1中所使用方法的一些注意事項：對于圖2a中的電路，只能提供源電流。因此，只使用了圖1a。在每種情況下，在圖1中假設最差的溫度情況來(lái)計算第5列的數值。第5列中的數值是在圖1a中將第4列的值作為y軸，然后從圖中讀出的。第2列中的最終結果，也就是第4次迭代的值，還是一個(gè)近似解，因為第3列(87.5mA)中的數值仍比第5列(90mA)低。但是，圖中的分辨率已經(jīng)不允許再對這個(gè)結果進(jìn)行細調。

　　現在我們對剛才討論的實(shí)例稍做變化，假設LMH6642的輸出負載不變，但信號經(jīng)過(guò)交流耦合的情況，如圖2b所示。預測輸出擺幅的方法與前面相同，只是由于交流耦合負載只能"看到"信號的擺幅，輸出電壓的直流分量(偏置)被交流耦合電容阻擋，因此表中的一些條目(第3列)需要被修改。此外，還要注意交流耦合負載需要LMH6642的輸出能接受和提供電流(與圖2a中只需要輸出提供電流的應用不同)。因此，選擇源電流和漏電流特征中較小的一個(gè)數值，填入表2中的第5列。

　　表2：使用迭代預測圖2b的輸出擺幅。

　　第2列中的最終結果(9.6V)對應于交流耦合負載上9.2VPP{=(9.6-5)V*2=9.2Vpp}的輸出擺幅，像所預期的那樣，要比前面所討論的直流耦合負載的實(shí)例中的值(7.5VPP)大，原因是沒(méi)有直流負載。

　　使用這些可選的輸出能力圖估算擺幅的過(guò)程，與前面給出的實(shí)例十分相似，都是使用反復方式對初始的猜測值進(jìn)行細調。

如何測量輸出參數

　　運放數據手冊中的輸出參數通常用一些根據合理數量的單位計算出的圖來(lái)表示。數據手冊中的圖可以說(shuō)是屬于"線(xiàn)性"工作區，因為它們顯示的是閉環(huán)工作條件下的典型特征。當然，大多數運放是在閉環(huán)條件下工作的，但是在某些特定的應用中，也需要在開(kāi)環(huán)條件下工作。這意味著(zhù)運放不能像通常那樣，保持輸入端之間的電壓差為0。這是由于快速的輸入變化要求運放的輸出在很短的時(shí)間內改變。這就是說(shuō)，環(huán)路是開(kāi)放的，同時(shí)輸出向最終值變化，在這段時(shí)間內，輸入端之間會(huì )有一個(gè)很大的電壓差。一旦達到最終的輸出值，輸入電壓差又會(huì )再次減小到非常接近于0V(即輸出電壓除以運放很大的開(kāi)環(huán)增益)。

　　像前面所解釋的那樣，一些運放由于架構的原因，在"開(kāi)環(huán)"條件下能明顯地提供更高的電流。但是在被用來(lái)在一個(gè)負載上維持一定量的電壓擺幅這樣的穩定正常的閉環(huán)條件下，輸出電流能力必須在很小的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓條件下被確定。輸入過(guò)驅動(dòng)電壓要大于運放輸入級的輸入失調電壓，但不能太大，否則會(huì )影響電流能力。

　　為了得到輸出特征圖，制造商會(huì )使用開(kāi)環(huán)或閉環(huán)結構進(jìn)行測量。只要遵循輸入過(guò)驅動(dòng)電壓的要求，得到的結果是相同的。如圖3a所示，在測量開(kāi)環(huán)輸出電流時(shí)，待測器件(DUT)的輸出連接一個(gè)可變的電流源(或電流沉)發(fā)生器(Go)，并由雙電源供電。

　　圖3：測量輸出特征。

　　只需在輸入端施加足夠的差分電壓，來(lái)克服輸入失調電壓并"產(chǎn)生"輸出(對于源電流能力的測試，朝向正電源;對于輸出阱電流的測試，朝向負電源)。此電壓被稱(chēng)作"輸入過(guò)驅動(dòng)電壓"(VID)。大多數運放需要大約20mV左右的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓來(lái)達到完全電流輸出能力。為了支持較小的輸出失真，在指定輸出電流時(shí)，輸入過(guò)驅動(dòng)電壓應小于+/-20mV。在這些條件下，輸出電流源(電流阱)發(fā)生器可以在適當的范圍內進(jìn)行掃描，并且記錄每個(gè)掃描點(diǎn)的輸出電壓。將輸出電壓(直接給出或是與之對應的電源電壓之間的關(guān)系)與對應的發(fā)生器的輸出電流畫(huà)在圖上，就得到了輸出特征圖。如果允許電流源(電流阱)發(fā)生器提供一個(gè)足夠大的電流，最終得到的點(diǎn)的輸出電壓會(huì )精確地等于V+和V-之和的1/2(在電源對稱(chēng)的系統中就是地)。這一點(diǎn)對應的電流值就是數據手冊上的"輸出短路電流"，大多數運放的數據手冊中通常會(huì )提供這個(gè)數值。如圖1所示，輸出短路電流大約為100mA，與之相對應的縱軸坐標為5V(對于+/-5V的電源)。

　　圖3b中的設置與圖3a中的相似，也能被用來(lái)測量輸出特征。兩種設置的差別在于，在圖3b的電路中，DUT的環(huán)路通過(guò)RF和RG閉合。為了測量一個(gè)給定VOUT下的輸出電流能力，需要設置適當的VIN來(lái)得到所需的VOUT。Go會(huì )一直增大直到達到所需的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓(VID)(通常小于+/-20mV，并大于輸入失調電壓，其值可以通過(guò)VOUT的下降(ΔVOUT)測得)。RF和RG的數值已知情況下，輸入過(guò)驅動(dòng)電壓(VID)與VOUT下降之間的關(guān)系為：

　　VID= ( VOUT/(1+RF/RG)，其中( VOUT是由于Go增大所引起的VOUT的變化

　　例如，當RF=10K、RG=1K時(shí)，如果Vin =-0.3V，則輸出將為3V。所需的20mV的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓對應于由Go的電流變化所引起的輸出電壓220mV{=20mV * (1+10)= 220mV}的改變，或VOUT= 2.78V。

　　值得注意的是，一些專(zhuān)門(mén)為低功耗應用所設計的高壓擺率的電壓反饋運放，在前端使用了"壓擺率增強"電路。這樣能使運放節省功耗，并產(chǎn)生高速的大信號輸出擺幅(換句話(huà)說(shuō)就是高壓擺率)。例如美國國家半導體公司的兩款高速運放LM7171和LMH6657。為了達到上述目的，大輸入擺幅增加了向內部補償節點(diǎn)的電容所提供的電流，這一電容通常是用來(lái)限制運放壓擺率的。因此，這一類(lèi)器件的壓擺率與輸入過(guò)驅動(dòng)電壓相關(guān)。

　　圖4：LMH6657的壓擺率與輸入過(guò)驅動(dòng)電壓的關(guān)系反映出壓擺率的增強。

　　圖4是LMH6657數據手冊中所給出的壓擺率與輸入過(guò)驅動(dòng)電壓的函數關(guān)系。

　　因此，在輸入過(guò)驅動(dòng)電壓和輸出壓擺率較大的情況下，這類(lèi)器件的輸出電流能力也得到了提高。

　　圖5：兩個(gè)不同的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓下，LMH6657的輸出提供電流特征。

　　圖5顯示了在兩個(gè)不同的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓下，LMH6657的輸出提供電流能力(IOUT)與輸出電壓之間的關(guān)系，從中可以看出，較大的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓增大了輸出電流(圖中表現為對于相同的IOUT，輸出電壓到電源電壓的余量要小)。這里沒(méi)有給出接受電流特征，但結果是相似的。

　　與常規的電壓反饋運放相比，更需要確保這類(lèi)器件的輸出特征被正確地理解。通過(guò)增大輸入過(guò)驅動(dòng)電壓能夠得到額外的輸出驅動(dòng)能力。但是，當進(jìn)行像在負載上維持一個(gè)穩態(tài)擺幅這樣的失真很小的閉環(huán)工作時(shí)，卻需要很小的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓(前面已經(jīng)提到過(guò)<+/-20mV)。在輸入過(guò)驅動(dòng)電壓很大的條件下指定的輸出能力只能用于瞬態(tài)行為，此時(shí)輸出尚未達到最終值，一旦輸出達到最終值，輸入過(guò)驅動(dòng)電壓就會(huì )下降到20mV以下。因此，當在穩態(tài)輸出電流而不是瞬態(tài)行為十分重要的應用中，評估這類(lèi)器件的性能時(shí)，需要注意輸入過(guò)驅動(dòng)條件。

　　電流反饋(CFB)運放的輸出特征的測量方法與上面所給出的方法十分相似。圖6顯示了進(jìn)行這一測量時(shí)所使用的設置。

　　圖6：測量CFB運放的輸出特征。

　　CFB的結構是由一個(gè)位于正向和反向輸入端之間增益為1的緩存器構成的，電阻RG使得電流能夠流過(guò)反向端口。設置VIN的值大于輸入失調電壓，電流就會(huì )從反向輸入端口流出，并且輸出會(huì )向正電源電壓V+增長(cháng)(即會(huì )盡可能地靠近V+)。像前面所解釋的電壓反饋(VFB)運放的情況一樣，電流發(fā)生器Go會(huì )對一系列適合DUT的電流值進(jìn)行掃描，得到輸出提供電流能力與輸出電壓之間的關(guān)系。通過(guò)顛倒VIN的極性并將Go設置成向DUT的輸出管腳提供電流，就能夠確定接受電流能力。注意，對于CFB結構，輸入過(guò)驅動(dòng)電壓對于輸出特征的影響比VFB結構要小。

　　輸出能力和運放的宏模型：

　　美國國家半導體公司向用戶(hù)提供的Pspice宏模型，能夠很好地預測運放的許多參數，輸出特征是其中之一。對于我們一直在討論的LMH6642，圖7給出了由美國國家半導體公司的Pspice模型所預測的輸出特征。

　　在建立Pspice宏模型時(shí)，我們力圖使圖7中所示的模型曲線(xiàn)與圖1中所示的典型的器件特性相符合。但是，仔細觀(guān)察就會(huì )發(fā)現，?
7中的曲線(xiàn)與圖1中的典型特征曲線(xiàn)相比還是過(guò)于理想化。對于我們努力想要建模的參數來(lái)說(shuō)，Pspice宏模型只能提供"有限的"精度。此外，通常而言，Pspice的輸出電流模型，沒(méi)有包括內置壓擺率增強特性的器件中過(guò)度的輸入過(guò)驅動(dòng)電壓會(huì )增強輸出驅動(dòng)能力的效應。

　　只要運放的宏模型中包括了這一行為，使用Pspice模擬能夠直接快速地估計出一系列電阻負載上的輸出電壓擺幅(而不是像圖7中顯示的輸出能力)。當LMH6642工作于圖1A所示的電路條件下，附錄B中所示的Pspice仿真文件是一種得到一系列電阻負載上的最大輸出擺幅的可行方法(電阻范圍為60~100歐姆，步長(cháng)為10歐姆)。圖8顯示了Pspice所產(chǎn)生的結果圖。

　　從這幅圖中，設計者能夠直接讀取所指定的不同負載的輸出電壓擺幅，并畫(huà)出如圖9所示的擺幅與負載的關(guān)系圖。對于一個(gè)100歐姆的負載，將Pspice所預測的9.48V的擺幅(如圖9所示)與前面的迭代分析所預測的8.75V(如表1所示)的擺幅進(jìn)行比較。當將Pspice的結果與數據表上的典型規格進(jìn)行比較時(shí)，出現大約8%的差距是很普遍的情況。