為執行長(cháng)期監視任務(wù)的便攜式遙測系統供電，向人們提出了有趣的設計挑戰。電池不適合于某些關(guān)鍵性應用，且在這些環(huán)境中，設計人員一般用無(wú)線(xiàn)感應鏈路來(lái)傳輸功率與數據。感應鏈路由一個(gè)驅動(dòng)固定初級線(xiàn)圈的射頻發(fā)射器與一個(gè)為便攜式裝置提供電源的松耦合次級線(xiàn)圈組成。對設計工程師來(lái)說(shuō)，測量發(fā)射功率相當重要，因為它會(huì )限制設計人員可包含至便攜式裝置中的電路數量。但不幸的是，傳統測試設備不適合執行該任務(wù)，因為標準電壓探頭會(huì )拾取初級線(xiàn)圈上感應的噪聲，且在某些應用中，便攜式裝置密封在一個(gè)不能接入電纜或探頭的小盒子中。

　　圖1所示電路可減少噪聲效應，因其VFC（電壓－頻率轉換器）可產(chǎn)生對噪聲進(jìn)行積分或取平均的PPM（脈沖位置調制）輸出信號V_OUT。此外，該設計還利用“負載調制”來(lái)消除有線(xiàn)連接。當PPM信號驅動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)Q₁時(shí)，開(kāi)關(guān)會(huì )連接一個(gè)由D₂及次級線(xiàn)圈L_S兩端的串聯(lián)電阻器R_SF及R_SV組成的附加負載網(wǎng)絡(luò )。負載調制接收器連接至初級線(xiàn)圈并恢復PPM信號。當您用表面貼裝元件來(lái)構建時(shí)，VFC電路僅占用238 mm²的電路板面積。

　　為了解該電路的工作原理，我們假設一個(gè)125kHz的正弦磁場(chǎng)在次級線(xiàn)圈LS中感應出大約4V ~ 16V的電壓。為提高功率轉換效率，L_S與CS構成一個(gè)負載系數Q_L大約為8的125kHz調諧回路。肖特基二極管D₁對L_S中感應的電壓進(jìn)行整流，而C₁則提供低通濾波。所得直流電壓V_X為低壓差穩壓器IC₁供電，而IC1又給VFC IC2和負載電阻器R_LF與R_LV提供恒定的3V。微調電位器RLV將輸出電流設定為2.5mA ~13.5 mA。

　　低壓差穩壓器與VFC的總耗電流為數十微安，與輸出電流相比可忽略不計。因此，I_IN近似等于I_L。下面公式1表示感應式電源所產(chǎn)生的直流輸出功率：

（公式1）

　　式1顯示的輸出電流為常數，故直流輸出功率PX與直流輸出電壓V_X成正比。在通過(guò)R_LV設置已知的初始輸出電流的調整后，您即可通過(guò)測量由VFC數字化的傳輸直流電壓來(lái)測試感應式電源的輸出能力。為減少功耗、元件數與印制電路板面積，可用一個(gè)由R_C、R_D及C₅組成的簡(jiǎn)單無(wú)源積分網(wǎng)絡(luò )來(lái)取代構成典型VFC輸入級的傳統運放積分器。

　　VFC產(chǎn)生一個(gè)上升沿斜率與積分電容器C₅兩端的電壓V_X成正比的恒定幅度鋸齒波電壓。當電容器兩端電壓達到一個(gè)高參考電壓時(shí)，開(kāi)關(guān)Q₂迅速將電容器放電至一個(gè)低參考電壓。此動(dòng)作產(chǎn)生一個(gè)頻率與輸入電壓V_X成正比的自由振蕩波形。一個(gè)由比較器IC₂、正向反饋網(wǎng)絡(luò )R₁、R₂與C₃、以及電源電壓分配器R₃、R₄、C₄組成的同相施密特觸發(fā)器，定義了高、低電平參考電壓，如公式2及公式3所示：

  （公式2）
（公式3）

　　公式3表明，為將積分電壓復位至大約0V，R₁值必須稍低于R₂值。利用E12串聯(lián)電阻器的標準值并考慮功耗限制，選擇R1值為8.2 MΩ及R₂值為10 MΩ。并分別用這些值來(lái)代替公式2及公式3中的值：

（公式4）

　　為了解VFC的工作原理，假設在啟動(dòng)時(shí)電容器C₅充分放電。因此，比較器IC₂的輸出V_OUT為低、且MOSFET開(kāi)關(guān)Q₁與Q₂關(guān)閉。在這種情況下，通過(guò)R_C及R_D的電流開(kāi)始以時(shí)間常數t_C=(R_C+R_D)×C₅對C₅充電至V_X。當電容器C₅的電壓在時(shí)間tX達到施密特觸發(fā)器的上限閾值電壓時(shí)，比較器輸出V_OUT上升至V_DD并接通MOSFET開(kāi)關(guān)Q₁與Q₂。開(kāi)關(guān)Q₂以時(shí)間常數t_D≈R_D×C₅通過(guò)R_D為C₅放電。同時(shí)，Q₁產(chǎn)生一個(gè)負載調制脈沖。

　　當V_C=V_TL時(shí)，比較器輸出降至0，恢復初始狀態(tài)并重復該過(guò)程。如圖2中的跡線(xiàn)1所示，電路行為就像一個(gè)自由振蕩器，其中C₅兩端的電壓在施密特觸發(fā)器的閾值電壓之間上升和下降。假設放電時(shí)間常數t_D遠小于充電時(shí)間常數t_C，則放電時(shí)間tO_N明顯小于積分時(shí)間t_X。如圖2中的跡線(xiàn)2所示，比較器輸出提供一個(gè)具有大約320ms短脈沖的PPM信號。

　　公式5及公式6分別為計算波形t_X與t_ON脈寬的完整表達式：

  （公式5）
（公式6）

　　這些公式雖對于設計圖1中的VFC很有用，但對電路的整體傳輸函數來(lái)說(shuō)不夠直觀(guān)。您可以運用以下近似來(lái)簡(jiǎn)化計算：由于t_X>>t_ON，因此PPM輸出頻率近似為f_X≈1/t_X。正常工作時(shí)，與施密特觸發(fā)器的閾值電壓相比，V_X達到一個(gè)相對較高值，且您可以將電容器C₅的充電規率線(xiàn)性化為一條斜率恒定的斜線(xiàn)（公式7）：

 （公式7）

　　根據公式4，施密特觸發(fā)器的高、低閾值電壓分別為V_TH≈V_DD及V_TL≈0V。利用這些近似值，PPM輸出頻率可簡(jiǎn)化為：

 （公式8）

　　公式8表明，正如圖3在實(shí)驗上證實(shí)的，圖1所示電路呈現為一個(gè)電壓－頻率傳輸函數（或傳遞函數）。VFC的功耗較低，例如，在12V直流電壓上，VFC的電流消耗約為36mA。