1 引言
傳統的AC/DC電路采用不可控整流電路和電解電容濾波以得到波形平滑的直流電壓。由于使用了非線(xiàn)性元件和儲能元件，使得輸入電流波形畸變而包含大量諧波，電網(wǎng)輸入端功率因數低，只有0.5～0.7左右，因而采取功率因數校正技術(shù)是必要的。
傳統的有源功率因數校正電路(APFC)由二極管橋式整流電路加Boost升壓變換器構成，如圖1所示。這種APFC電路可得到較高的功率因數，滿(mǎn)足諧波標準的要求。圖1中，在任一時(shí)刻電路中總有三個(gè)半導體器件處于工作狀態(tài)。系統的通態(tài)損耗由兩部分組成：前端整流橋中兩個(gè)二極管導通壓降帶來(lái)的損耗及后級 Boost變換器中功率開(kāi)關(guān)管或者續流二極管的導通損耗。隨著(zhù)變換器功率等級和開(kāi)關(guān)頻率的提高，系統的通態(tài)損耗顯著(zhù)增加，整體效率降低。針對這一問(wèn)題，文獻【1】提出一種同樣具有PFC功能且通態(tài)損耗低的無(wú)橋Boost拓撲，如圖2所示。在無(wú)橋Boost拓撲中，交流輸入不需經(jīng)過(guò)整流橋整流而直接加在輸入端，任一時(shí)刻電路中只有兩個(gè)半導體器件導通，其一個(gè)工頻周期的工作過(guò)程如圖3所示。
無(wú)橋Boost電路中，開(kāi)關(guān)管S1、S2驅動(dòng)信號相同，兩管同時(shí)導通和關(guān)斷。對于工頻交流輸入的正負半周期而言，無(wú)橋Boost電路可以等效為兩個(gè)電源電壓相反的Boost電路的組合。S1、S2導通時(shí)，相當于工作在Boost電路的電感儲能過(guò)程。開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，在工頻正半周期內，S2反向寄生體二極管與二極管D1導通續流;負半周期則由S1寄生體二極管與二極管D2完成續流過(guò)程。較傳統的APFC電路，無(wú)橋Boost電路中導通器件少，通態(tài)損耗低;同時(shí)儲能電感的位置移至交流側，降低了EMI干擾，適用于中大功率的功率因數校正電路。
2 功率因數校正實(shí)現方法回顧
功率因數校正電路通過(guò)控制輸入電流跟蹤輸入電壓的變化，不斷調節輸入電流波形，使其逼近正弦波，以達到單位功率因數。常用的控制AC/DC電路實(shí)現APFC的方法，根據采樣變量的形式可以分為電壓型和電流型。
電壓型控制方法也被稱(chēng)之為“電壓跟隨器”。當電路工作在斷續狀態(tài)(DCM)時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內保持恒頻恒占空比控制，功率級電路對于電網(wǎng)而言可等效為純阻性負載，則輸入電流跟隨電網(wǎng)電壓，功率因數近似為1。這種控制模式僅需對輸出電壓采樣，控制電路簡(jiǎn)單。但斷續狀態(tài)下，主電路開(kāi)關(guān)管上電流應力高，EMI干擾大，輸入電流波形有不可避免的畸變【2】。
常見(jiàn)的電流型功率因數校正有峰值電流型和平均電流型。根據控制系統理論，對于Boost等二階電路拓撲，為達到最優(yōu)控制效果，一般要求有兩個(gè)獨立的反饋控制變量。電流型控制方式采樣電壓和電流信號，對電路進(jìn)行雙閉環(huán)控制。電流型功率因數控制電路較為復雜，一般需要利用傳感器檢測輸入電壓、輸入電流并使用乘法器實(shí)現，控制電路成本高。文獻【3】提出的單周期控制方法不需要檢測輸入電壓即可實(shí)現功率因數校正。本文基于單周器控制原理，提出了一種采用單周器控制的無(wú)橋Boost電路拓撲，控制電單，理論上可得到單位功率因數。
3 單周期控制無(wú)橋Boost工作原理分析
單周期控制是一種新穎的非線(xiàn)性控制方法。通常對開(kāi)關(guān)電源等非線(xiàn)性系統采取非線(xiàn)性控制策略，控制效果比較好。單周期控制的基本思想是在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內令開(kāi)關(guān)變量的平均值與控制參考量相等或成比例。單周期控制的優(yōu)點(diǎn)是能夠自動(dòng)消除一個(gè)周期內的穩態(tài)和瞬態(tài)誤差，動(dòng)態(tài)響應快;且由于頻率固定，適宜于PWM控制。單周期控制器由時(shí)鐘、鎖存器、帶復位開(kāi)關(guān)的積分器和比較器等模擬器件組成。圖4給出了單周期控制的無(wú)橋Boost電路拓撲，該拓撲以電感電流和輸出電容電壓為開(kāi)關(guān)變量對電路閉環(huán)控制實(shí)現PFC功能。
為了簡(jiǎn)化分析，假定圖4中：1. 輸出濾波電容足夠大，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內，輸出可視為電壓源。2. 開(kāi)關(guān)周期
遠小于電網(wǎng)電壓的工頻周期。
由上文可知，無(wú)橋Boost電路在任一時(shí)刻的工作狀態(tài)可以等同于一個(gè)傳統的單開(kāi)關(guān)Boost電路。穩態(tài)電流連續的狀態(tài)下，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期系統電壓增益為：
為了達到功率因數校正的目的，PFC控制電路使交流側輸入電流跟隨輸入電壓，Boost變換器相對于電網(wǎng)呈電阻性，則輸入電流為：
為等效輸入電阻。
穩態(tài)時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內以平均電感電流表示輸入電流，綜合(1)、(2)式得到：
(3)式通過(guò)控制回路實(shí)現時(shí)，即可完成功率因數校正。電流檢測電阻
可位于流經(jīng)電感電流回路的任一位置處。由于無(wú)橋Boost拓撲結構的特殊性，輸入端電流是交變的，若在交流輸入端直接電流采樣，檢測信號需經(jīng)整流電路整流。為了簡(jiǎn)化控制電路，將電流檢測電阻
放置于直流輸出母線(xiàn)上(如圖4所示)�？刂苹芈饭ぷ鬟^(guò)程如下：在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的開(kāi)始，時(shí)鐘觸發(fā)脈沖首先令SR觸發(fā)器置位，觸發(fā)器輸出
是主電路開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號。此時(shí)
為低電平，所以開(kāi)關(guān)管S1、S2關(guān)斷;當時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)積分器開(kāi)始工作，輸出三角形載波電壓
并與電感電流檢測信號比較。當
時(shí)，電感電流檢測信號與
相等，比較器動(dòng)作，其輸出電平翻轉令觸發(fā)器復位，
為高電平，則開(kāi)關(guān)管S1、S2導通。直至下一個(gè)時(shí)鐘脈沖的到來(lái)，觸發(fā)器置位，開(kāi)關(guān)管S1、S2關(guān)斷，電路重新開(kāi)始一個(gè)新的工作周期。
4 穩定性分析
對于非線(xiàn)性控制的開(kāi)關(guān)電源可以利用龐加萊映射【5】來(lái)分析系統的穩定性工作條件。根據上文分析，無(wú)橋Boost電路實(shí)現PFC功能需要滿(mǎn)足的控制法
控制波形如圖5所示。
定義：每個(gè)周期內，等效載波電壓波形
，電感電流一個(gè)周期內下降斜率
，電感電流一個(gè)周期內上升斜率
在相鄰的第n、n+1周期里，對應的占空比為
、
。從圖5中可以得到下式：
顯然
是
的后繼函數，每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的占空比都可由前一周期內占空比依次決定。依據龐加萊映射，占空比的表達式可以表示為：
。當
，解出
即為占空比表示函數的不定點(diǎn)。令
，則占空比表達式可寫(xiě)成
。對應于每個(gè)開(kāi)關(guān)周期，
的瞬時(shí)值
龐加萊映射中不定點(diǎn)的穩定性條件是
，即
，所以該控制系統的穩定性工作條件是
的波形如圖7所示，從圖中可以看出輸入電流很好地跟隨輸入電壓。仿真結果表明上文對基于單周期控制的無(wú)橋Boost電路的分析是正確的，該電路實(shí)現了對系統的功率因數校正功能。
6 結論
本文基于文獻【1】提出的無(wú)橋Boost拓撲，采取了一種新穎的單周期控制方法。較之傳統的有源功率因數校正電路，單周期控制的無(wú)橋Boost電路在實(shí)現功率因數校正功能時(shí)無(wú)需對輸入電壓進(jìn)行采樣，且不使用乘法器，控制電路簡(jiǎn)單且成本低。無(wú)橋Boost拓撲中導通元件少，此種電路有效的提升了變換器的效率，在中大功率的應用場(chǎng)合效果很好。 |
