| 眾所周知，同步整流器能夠以較低的電阻式開(kāi)關(guān)電壓降替代整流器結點(diǎn)電壓，大幅提升電源效率。其挑戰在于制定穩健的控制策略，驅動(dòng)組件并最大化其優(yōu)勢。與連續的反激相比，同步整流器在非連續的反激中運行更具挑戰性。圖 1 是反激式同步整流器的簡(jiǎn)化原理圖及相關(guān)波形。在 t=0 時(shí)，主開(kāi)關(guān) Q1 導通，其漏極電流迅速增大。
圖 1：自驅動(dòng)同步整流器無(wú)法自然地在非連續反激中整流（查看原尺寸圖片。）
隨后關(guān)斷開(kāi)關(guān)，變壓器繞組線(xiàn)端點(diǎn)上的電壓上升，直至 Q2 的體二極管將變壓器上的電壓鉗制到輸出電壓之下。注意，Q2 的柵極比其源極更活躍。這樣，電流不僅可從體二極管到 MOSFET 通道的地方進(jìn)行整流，而且還可提高整流效率。該電路可通過(guò)變壓器連接的正向柵源電壓被有效鎖存。
在此期間，磁化電感會(huì )放電并轉向相反方向。為退出這一狀態(tài)，必須導通 Q1，逆轉Q2 柵極電壓使之關(guān)斷。這是一個(gè)極具壓力的事件，兩個(gè)晶體管同時(shí)導通，電流及電壓峰值都非常高。這一 簡(jiǎn)單電路一般在持續導通狀態(tài)下運行，在整個(gè)過(guò)程中至少有一個(gè)開(kāi)關(guān)處于導通狀態(tài)。
使同步整流器在非連續反激中工作的關(guān)鍵，在于讓它們像其所替代的二極管一樣工作，即在電流轉向時(shí)必須將它們關(guān)掉。傳統方法是采用緩沖電流變壓器，并在電流處于正確方向時(shí)提供正驅動(dòng)電壓，當電流在相反方向時(shí)逆轉該驅動(dòng)。其短板在于電流變壓器的成本和尺寸以及用于緩沖的數個(gè)分立式組件。
德州儀器 (TI) 等幾家公司已經(jīng)開(kāi)發(fā)了取代圖 2 所示電流感應驅動(dòng)電路的 IC。同步整流器被移動(dòng)至變壓器的低側，由控制芯片提供定時(shí)和柵極驅動(dòng)功能。其優(yōu)勢在于將源極直接連接到地面，而且可直接驅動(dòng)柵極。
圖 2：IC 通過(guò)感測整個(gè)漏極電壓的電壓轉向，正確驅動(dòng)同步整流器的柵極（查看原尺寸圖片）。
由于該設備通過(guò)監控漏源極電壓來(lái)運行，因此在源極將系統連接到地面時(shí)，該電路也不容易產(chǎn)生噪聲。這一電路現在發(fā)揮著(zhù)非連續反激作用，右邊顯示的是一些理想的波形。需要特別注意的是輸出整流器上的電壓應力，也就是 IC 上的漏極電壓 (VD) 連接。由于振鈴原因，這個(gè)電壓實(shí)際上會(huì )更高。但理想情況下，電壓等于反射的輸入電壓加上輸出電壓。如果輸出電壓大于 5V，或者如果支持寬泛的輸入電壓，該節點(diǎn)上的電壓會(huì )輕松超過(guò)該 IC 50V 的額定電壓。
圖 3 是一款簡(jiǎn)單的低成本電路，其運行電壓額定值大約相當于包括兩個(gè)組件的VD pin。正如圖中右邊所示，VD pin上的電壓受限于輸出電壓。在初級 FET Q1 導通時(shí)，Q2 和 Q3 漏極上的電壓等于反射輸入電壓加輸出電壓。由于 Q3 的柵極與輸出電壓相連，因此源極電壓大約會(huì )比閾值電壓低。在 Q2 導通時(shí)，Q3 體二極管導通，其源極被降至輸出電壓以下，從而可增強 Q3 性能，使 VD pin與 Q3 漏極相連。
圖 3：簡(jiǎn)單的鉗位能擴展可用工作電壓范圍。（查看原尺寸圖片。）
總而言之，用戶(hù)不能自行為非連續的反激變換器創(chuàng )建自驅動(dòng)同步整流器。我們需要添加一些電路來(lái)判斷驅動(dòng)它們的時(shí)間，而驅動(dòng)電流變壓器以及半導體電路都能實(shí)現這一應用，其中半導體電路在尺寸和成本上有相對優(yōu)勢�，F在已有若干廠(chǎng)商開(kāi)發(fā)了這些電路，但它們可能需要適當的接口來(lái)緩沖才能與電源中的高電壓及大電流匹配。 |
