| 在高精度光電轉換應用中，我們經(jīng)常使用光電二極管和互阻抗放大器將光信號轉換為電信號，并將其放大。如圖1所示，通過(guò)R1的光電流可在放大器輸出端產(chǎn)生電壓，實(shí)現電流電壓轉換。這是最簡(jiǎn)單、最常用的光電轉換電路。本文將介紹如何在已有光電二極管的情況下選擇放大器，如何在已有放大器的情況下選擇光電二極管，以及如何優(yōu)化反饋電阻器R1及補償電容器C1。
圖1：最簡(jiǎn)單的常用光電轉換電路
圖2是開(kāi)環(huán)增益(Aol)、互阻抗（電流至電壓 I-V）增益以及整個(gè)頻率下的噪聲增益。根據圖2，在互阻抗電路設計過(guò)程中，我們必須考慮零點(diǎn)、極點(diǎn)以及放大器GBW(fc)，以滿(mǎn)足系統要求。
圖2：互阻抗放大器的頻率響應
硅光電二極管、PIN二極管和APD二極管是三種典型的光電二極管。硅光電二極管專(zhuān)為高精度光度測定領(lǐng)域設計，因為它們具有高靈敏度與低暗電流。PIN二極管能夠以低偏置電壓提供大帶寬，一般用于高速光度測定與光通信。APD二極管具有高內部增益機制、快速時(shí)間響應以及紫外至近紅外區的高靈敏度，主要用于高速遠距離光通信系統。
硅光電二極管的主要規范有光譜響應、光靈敏度、暗電流、終端電容、分流電阻、響應時(shí)間以及噪聲等效功率。運算放大器規范也很重要。在本應用中，我們更關(guān)注放大器的偏置電流、失調、GBW、噪聲、輸入電容以及輸出軌。選擇運算放大器時(shí)，首先應選擇JFET或CMOS放大器。JFET與CMOS輸入放大器具有極低的偏置電流，非常適合光電轉換。
在光電二極管規范確定后，如何選擇放大器、R1和C1：
在本部分中，我們將探討在指定了系統帶寬(BW0)和光電二極管特征（光電二極管結點(diǎn)電容Cd和光電二極管分流電阻Rsh）的情況下如何選擇組件。目標是選擇放大器、反饋電阻器和補償電容器�，F在我們已知的參數有BW0、Cd和Rsh。在光電轉換過(guò)程中，輸出噪聲可影響電路靈敏度。光電二極管在應用中的最大輸出電流由輸入光學(xué)功率以及光電二極管規范決定。因此，我們可通過(guò)在開(kāi)始進(jìn)行計算或測量來(lái)確定光電二極管的最大輸出電流Iomax。
放大器具有輸出軌限制，從來(lái)不會(huì )超過(guò)電源范圍。某些放大器輸出軌非常接近電源軌，而某些輸出軌卻有極大限制。我們可以參考運算放大器產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)，了解具體電軌限制。為讓放大器工作在線(xiàn)性區域，我們必須限制反饋電阻器的值。在設計電路時(shí)，可能會(huì )有放大器偏置電流、輸入失調以及二極管暗電流造成的大量輸出失調。輸出失調不僅會(huì )限制放大器的AC動(dòng)態(tài)范圍，而且還會(huì )限制反饋電阻器的值：
如果R1太小，放大器AC輸出動(dòng)態(tài)范圍就很浪費。另一方面，大型R1會(huì )增大電路輸出噪聲，如圖3所示。
圖3：反饋電阻器對噪聲增益的影響
從圖2 我們知道，I-V 增益帶寬由極點(diǎn)頻率fpf決定，而fpf又由反饋電阻器R1和補償電容器C1決定，因此 。噪聲增益曲線(xiàn)上的零點(diǎn)(fzf)和極點(diǎn)(fpf)構成了噪聲曲線(xiàn)。極點(diǎn)和零點(diǎn)是決定總噪聲的兩個(gè)主要因素。零點(diǎn)fzf由R1和Ci（Ci=Cd+Ci-OPA，即二極管結點(diǎn)電容Cd和放大器輸入電容Ci-OPA之和）決定。極點(diǎn) fpf由R1和C1決定。
較大電路帶寬需要較小補償電容，但較小補償電容將增大噪聲增益，導致輸出更大噪聲，降低分辨率，如圖4 所示。
圖4：補償電容對噪聲增益的影響
電路I-V帶寬受組件精度影響。為滿(mǎn)足電路設計要求，帶寬設置為要求的1.5倍：
對于高頻率信號 ( ) 而言，補償電容器的阻抗遠遠低于反饋電阻器，反饋網(wǎng)絡(luò )阻抗由補償電容器決定，因此在高頻率 ( ) 下，噪聲增益由 C1 和 Ci 決定：
為確保放大器穩定，1/β與Aol相交的點(diǎn)必須小于或等于20dB／十倍頻程。因此在穩定的情況下，Aol和1/β曲線(xiàn)將在 的增益位置相交。根據高精度放大器的增益帶寬積，我們可計算出交叉點(diǎn)頻率為：
如果 ，電路就很穩定，因此我們要求：
從圖2我們知道，增大GBW會(huì )導致噪聲帶寬增大，最終造成總輸出噪聲增大。在 時(shí)，閉環(huán)電路具有45度的相位裕度，因此電路保持穩定。在噪聲增益曲線(xiàn)(1/β)和放大器開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)將隨組件變動(dòng)而移動(dòng)時(shí)，為保持電路穩定，我們選擇GBW臨界值為1.5倍的放大器：
設計步驟可總結如下：
（1）確定信號增益（反饋電阻器R1）：
(2)計算補償電容器C1:
(3)計算放大器GBW：
(4)選擇一款能滿(mǎn)足步驟(3)中GBW要求的低偏置電流放大器。
（5）使用所選放大器的參數驗證R1和GBW：
在該步驟中， 是優(yōu)化值。
(6)如果步驟(5)通過(guò)驗證，設計就完成了。如果不能通過(guò)驗證，請選擇較小值的R1或較大GBW的放大器，反回步驟(1)。
在放大器確定后，如何選擇光電二極管、R1和C1：
如果我們已經(jīng)選定運算放大器，我們就知道運算放大器的GBW、Vomax和Ci-OPA。根據運算放大器規范，我們將知道如何選擇光電二極管、反饋電阻器和電容器。由于放大器已選定，因此Aol已經(jīng)知道。圖5是光電二極管的終端電容如何影響噪聲增益。
圖5：光電二極管終端電容器對電路噪聲增益曲線(xiàn)的影響
從圖5可以明顯看出，對于較小光電二極管電容而言，總體噪聲更理想。因此我們需要選擇電容較小的光電二極管。結點(diǎn)電容與擴散面積成正比，與耗盡區寬度成反比。擴散面積與靈敏度成正比。如果通過(guò)縮小耗盡區來(lái)降低結點(diǎn)電容，也會(huì )導致光電二極管靈敏度下降。在這種情況下，我們需要增大互阻抗來(lái)放大信號。使用極大值的反饋電阻器對電路性能不利，原因有幾個(gè)。首先我們可以看到，使用較大反饋電阻器增大了噪聲帶寬，而且電阻器本身也在電路中產(chǎn)生了額外的熱噪聲（見(jiàn)圖3）。其次，如果我們使用極大的電阻器來(lái)確保帶寬，我們就必須使用較小的補償電容。圖4是使用較小補償電容會(huì )增大噪聲增益的情況。最后，大型電阻器及二極管的暗電流還會(huì )在輸出端造成較大的失調，其將限制電路的動(dòng)態(tài)范圍。
此外，該電容還取決于反向偏置電壓。在光電二極管上應用反向電壓以減少結點(diǎn)電容，從而降低噪聲，是一種值得考慮的方法。但仍然需要注意來(lái)自反向偏置電壓源的噪聲。我們可使用LPF濾除偏置噪聲。該LPF必須使用小阻值電阻器，以防止調制光電二極管上的電壓。
我們現在有了放大器和光電二極管，接下來(lái)的步驟基本與上述六個(gè)步驟一樣，但沒(méi)有步驟(3)和步驟(4)，因為我們已經(jīng)知道GBW：
（1）確定信號增益（反饋電阻器R1）：
（2）計算補償電容器C1：
（3）驗證：
(4) 如果步驟(3)驗證通過(guò)，設計即完成。如果驗證失敗，請選擇更小值的R1或更大GBW的放大器，然后返回步驟(1)。
真實(shí)案例示例：
我們將使用一個(gè)真實(shí)案例來(lái)說(shuō)明怎樣在光電二極管應用中選擇正確組件。有一款便攜式生化分析儀使用920nm 紅外光透射被測試樣本。該樣本的生化特性對920nm紅外光能量有不同的吸收能力。我們已經(jīng)知道，穿透920nm 紅外光的最大功率為-20dBm，需要為濱松硅光電二極管S2551提供80%的耦合率。我們需要確保電路對25KHz信號的衰減小于3dB�，F在，我們來(lái)為該應用設計一款3.3V電源供電的光電二極管。
首先需要閱讀產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)，了解濱松S2551的技術(shù)規范，如圖6所示。我們可以看到920nm的靈敏度為0.6A/W，最大暗電流為1nA，在反向電壓為0V時(shí)結點(diǎn)電容為350pF。
由于最大光功率為-20dBm，相當于0.01mW，因此我們可以計算出該光電二極管在應用中的最大輸出電流為：
圖6：摘自產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的S2551規范
下面是分六個(gè)步驟的設計方法：
第1步：信號增益：
我們選擇R1=670KΩ；
第2步：補償電容：
我們選擇C1=6.8pF；
第3步：放大器帶寬：
第4步：選擇放大器
到目前為止，我們知道應用需要一種低偏置、低功耗、低失調并支持2.95MHz帶寬的放大器。我們來(lái)看看德州儀器(TI)提供的放大器OPA314，其主要規范如圖7所示，它看似是非常理想的選擇。
圖7：OPA314的主要規范
這是一款支持0.2pA偏置電流的軌至軌輸入輸出放大器。3MHz單位穩定GBW放大器只有150uA的靜態(tài)電流。內部 RF/EMI濾波器可在惡劣電磁環(huán)境中提高電路性能。其低噪聲與低失調可滿(mǎn)足該應用需求。
因此OPA314是滿(mǎn)足該需求的理想選擇。盡管如此，我們仍然需要使用所選放大器的真實(shí)規范再次驗證：
第5步：驗證輸出擺幅和GBW。
OPA314的最大失調電壓是2.5mV。光電二極管的1nA暗電流通過(guò)R1=680KΩ會(huì )產(chǎn)生0.68mV的失調。因此：
OPA314在2KΩ負載下的輸出擺幅大于3.26V，其輸入電容等于1pF+5pF=6pF。我們可驗證：
非常理想，這正是我們所需要的。因而根據計算，OPA314是本應用的最佳芯片。我們還可以在TINA（TI免費仿真工具）中設置下列仿真電路。我們正在使用一款可為我們設計的電路提供4.8uA峰值電流以及25KHz頻率的電源。仿真電路與結果見(jiàn)圖8、圖9。
圖8：仿真電路
圖9：設計電路仿真輸出
總結
本文主要介紹了如何為光電轉換應用選擇放大器、反饋電阻器及補償電容器，并介紹了用于幫助我們?yōu)槿魏喂怆姸䴓O管或放大器選擇組件的六步選擇法。隨后還提供了一個(gè)真實(shí)電路設計與仿真案例，用于演示該六步選擇法。它為在互阻抗電路設計中選擇和優(yōu)化噪聲相關(guān)型組件提供了一個(gè)簡(jiǎn)單的方法。但由于優(yōu)化值并未考慮印刷電路板寄生因素，在許多實(shí)際案例中可能需要進(jìn)行調整。在互阻抗電路輸出之后使用一個(gè)LPF還可降低噪聲。 |
