在電源設計中，工程師通常會(huì )面臨控制IC驅動(dòng)電流不足的問(wèn)題，或者面臨由于柵極驅動(dòng)損耗導致控制IC功耗過(guò)大的問(wèn)題。為緩解這一問(wèn)題，工程師通常會(huì )采用外部驅動(dòng)器。

中心議題：

工程師如何解決控制IC驅動(dòng)電流不足的問(wèn)題

利用幾個(gè)部件就可以構建一款獨立驅動(dòng)器

具有同步整流器的電源可使用變壓器的繞組電壓來(lái)驅動(dòng)柵極

解決方案：

簡(jiǎn)單的緩沖器可驅動(dòng)2Amps以上的電流

FMMT618的更高電流驅動(dòng)器可增強驅動(dòng)能力

在電源設計中，工程師通常會(huì )面臨控制IC驅動(dòng)電流不足的問(wèn)題，或者面臨由于柵極驅動(dòng)損耗導致控制IC功耗過(guò)大的問(wèn)題。為緩解這一問(wèn)題，工程師通常會(huì )采用外部驅動(dòng)器。半導體廠(chǎng)商(包括TI在內)擁有現成的MOSFET集成電路驅動(dòng)器解決方案，但這通常不是成本最低的解決方案。通常會(huì )選擇價(jià)值幾美分的分立器件。

圖1：緩沖器可驅動(dòng)2Amps以上的電流

圖1中的示意圖顯示了一個(gè)NPN/PNP發(fā)射跟隨器對，其可用于緩沖控制IC的輸出。這可能會(huì )增加控制器的驅動(dòng)能力并將驅動(dòng)損耗轉移至外部組件。許多人都認為該特殊電路無(wú)法提供足夠的驅動(dòng)電流。

如圖2中hf曲線(xiàn)所示，通常廠(chǎng)商都不會(huì )為這些低電流器件提供高于0.5A的電流。但是，該電路可提供大大高于0.5A的電流驅動(dòng)，如圖1中的波形所示。就該波形而言，緩沖器由一個(gè)50Ω源驅動(dòng)，負載為一個(gè)與1Ω電阻串聯(lián)的0.01 uF電容。該線(xiàn)跡顯示了1Ω電阻兩端的電壓，因此每段接線(xiàn)柱上的電流為2A.該數字還顯示MMBT2222A可以提供大約3A的電流，MMBT3906吸收2A的電流。

事實(shí)上，晶體管將與其組件進(jìn)行配對(MMBT3904用于3906,MMBT2907用于2222)。這兩個(gè)不同的配對僅用于比較。這些器件還具有更高的電流和更高的hfe, 如FMMT618/718對，其在6A電流時(shí)具有100 的hfe(請參見(jiàn)圖2)。與集成驅動(dòng)器不同，分立器件是更低成本的解決方案，且有更高的散熱和電流性能。

圖2：諸如FMMT618的更高電流驅動(dòng)器可增強驅動(dòng)能力

圖3顯示了一款可使您跨越隔離邊界的簡(jiǎn)單緩沖器變量情況。一個(gè)信號電平變壓器由一個(gè)對稱(chēng)雙極驅動(dòng)信號來(lái)驅動(dòng)。變壓器次級繞組用于生成緩沖器電力并為緩沖器提供輸入信號。二極管D1和D2對來(lái)自變壓器的電壓進(jìn)行調整，而晶體管Q1和Q2則用于緩沖變壓器輸出阻抗以提供大電流脈沖，從而對連接輸出端的FET進(jìn)行充電和放電。該電路效率極高且具有50%的占空比輸入(請參見(jiàn)圖3中較低的驅動(dòng)信號)，因為其將驅動(dòng)FET柵極為負并可提供快速開(kāi)關(guān)，從而最小化開(kāi)關(guān)損耗。這非常適用于相移全橋接轉換器。

如果您打算使用一個(gè)小于50%的上方驅動(dòng)波形(請參見(jiàn)圖3)，那么就要使用緩沖變壓器。這樣做有助于避免由于轉換振鈴引起的任意開(kāi)啟EFT一次低電平到零的轉換可能會(huì )引起漏電感和次級電容，從而引發(fā)振鈴并在變壓器外部產(chǎn)生一個(gè)正電壓。

圖3：利用幾個(gè)部件您就可以構建一款獨立驅動(dòng)器

總之，分立器件可以幫助您節約成本。價(jià)值大約0.04美元的分立器件可以將驅動(dòng)器IC成本降低10倍。分立驅動(dòng)器可提供超過(guò)2A的電流并且可以使您從控制IC中獲得電力。此外，該器件還可去除控制IC中的高開(kāi)關(guān)電流，從而提高穩壓和噪聲性能。

我們來(lái)了解一下自驅動(dòng)同整流器并探討何時(shí)需要分立驅動(dòng)器來(lái)保護同步整流器柵極免受過(guò)高電壓帶來(lái)的損壞。理想情況下，您可以利用電源變壓器直接驅動(dòng)同步整流器，但是由于寬泛的輸入電壓變量，變壓器電壓會(huì )變得很高以至于可能會(huì )損壞同步整流器。

圖4顯示的是用于控制同步反向拓撲中Q2傳導的分立器件。該電路可以讓您控制開(kāi)啟柵極電流并保護整流器柵極免受高反向電壓的損壞。該電路可以用變壓器輸出端的負電壓進(jìn)行驅動(dòng)。12V輸入與5V輸出相比負電壓值很大，從而引起Q1傳導并短路電源FET Q2上的柵-源電壓，迅速將其關(guān)閉。由于基極電流流經(jīng) R2,因此在加速電容C1上就有了一個(gè)負電壓。在此期間，一次側 FET將會(huì )發(fā)生傳導并在變壓器磁化電感中存儲能量。一次側FET關(guān)閉時(shí)，變壓器輸出電壓在正電壓范圍擺動(dòng)。Q2柵-源通過(guò)D1和R1被迅速前向偏置。C1放電時(shí)，D2對Q1基極-發(fā)射極連接進(jìn)行保護。在一次側FET再次開(kāi)啟之前，該電路會(huì )一直保持這種狀態(tài)。正如同步降壓轉換器那樣，輸出電流會(huì )真正地對輸出電容進(jìn)行放電。開(kāi)啟一次側FET會(huì )衰減變壓器二次側上的電壓并去除Q2的正驅動(dòng)。這種轉換會(huì )導致明顯的貫通疊加一次側 FET和 Q2 傳導次數。為了最小化該次數，當一次側和二次側FET均開(kāi)啟時(shí)，Q1將會(huì )盡快地短路同步整流器上的柵-源。

圖4：Q1 快速關(guān)閉同步反向

圖5顯示的是用于控制同步正向轉換器中Q1和Q4傳導的分立驅動(dòng)器。在此特殊的設計中，輸入電壓很寬泛。這就是說(shuō)兩個(gè)FET的柵極可能會(huì )有超過(guò)其額定電壓的情況，因此就需要一個(gè)鉗位電路。當變壓器輸出電壓為負數，該電路就會(huì )開(kāi)啟Q4二極管D2和D4將正驅動(dòng)電壓限制在4.5V左右。D1和D3將FET關(guān)閉， 該FET由變壓器和電感中的電流進(jìn)行驅動(dòng)。Q1和Q4將反向柵極電壓鉗位到接地。在此設計中，FET 具有相當小柵極電感，因此轉換非常迅速。較大的FET可能需要實(shí)施一個(gè)PNP晶體管對變壓器繞組進(jìn)行柵極電容去耦并提升開(kāi)關(guān)速度。為柵極驅動(dòng)轉換器Q2和Q3選擇合適的封裝至關(guān)重要，因為這些封裝會(huì )消耗轉換器中大量的電能(這是因為在 FET 柵極電容放電期間這些封裝會(huì )起到線(xiàn)性穩壓器的作用)。此外，由于更高的輸出電壓R1和R2中的功耗可能也會(huì )很高。

圖5 ：D2和D4限制了該同步正向驅動(dòng)器中正柵極電壓

總之，許多具有同步整流器的電源都可以使用變壓器的繞組電壓來(lái)驅動(dòng)同步整流器的柵極。寬范圍輸入或高輸出電壓需要調節電路來(lái)保護柵極。在圖4所示的同步反向結構中，我們向您介紹了如何在保持快速的開(kāi)關(guān)轉換的同時(shí)控制同步整流器柵極上的反向電壓。與之相類(lèi)似在圖2的同步正向結構中，我們向您介紹了如何限制同步整流器柵極上的正驅動(dòng)電壓。