在一些情況下，全差分電壓反饋型放大器的穩定性似乎受反饋電阻值很大影響—RF/RG比始終正確，這到底是因為什么呢？
信號需要增益時(shí)，放大器是首選組件。對于電壓反饋型和全差分放大器，反饋和增益電阻之比RF/RG決定增益。一定比率設定后，下一步是選擇RF或RG的值。RF的選擇可能影響放大器的穩定性。
放大器的內部輸入電容可在數據手冊規格表中找到，其與RF交互以形成傳遞函數的中的一個(gè)極點(diǎn)。如果RF極大，此極點(diǎn)將影響穩定性。如果極點(diǎn)發(fā)生的頻率遠高于交越頻率，則不會(huì )影響穩定性。不過(guò)，如果通過(guò)f = 1/(2πRFCin,amp)確定的極點(diǎn)位置出現在交越頻率附近，相位裕量將減小，可能導致不穩定。
圖1的示例顯示小信號閉環(huán)增益與ADA4807-1電壓反饋型放大器頻率響應的實(shí)驗室結果，采用同相增益為2的配置，反饋電阻為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。數據手冊建議RF值為499 Ω。
小信號頻率響應中的峰化程度表示不穩定性。RF從499 Ω增加至1 kΩ可稍微增加峰化。這意味著(zhù)RF為1 kΩ的放大器具有充足的相位裕量，且較穩定。RF為10 kΩ時(shí)則不同。高等級的峰化意味著(zhù)不穩定性（振蕩），因此不建議。
圖1. 使用不同反饋電阻的實(shí)驗室結果。VS = ±5 V，VOUT = 40 mV p-p，RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。
圖2. 使用ADA4807 SPICE模型的模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。
圖3. 使用ADA4807 SPICE模型的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2且RLOAD = 1 kΩ，RF值為499 Ω、1 kΩ和10 kΩ
圖4. 3.3 pF反饋電容CF的脈沖響應模擬結果。VS = ±5 V，G = 2，RF = 10 kΩ且RLOAD = 1 kΩ
在實(shí)驗室中驗證電路不是檢驗潛在不穩定性的強制步驟。圖3顯示使用SPICE模型的模擬結果，采用相同的RF值499 Ω、1 kΩ和10 kΩ。結果與圖1一致。圖3顯示了時(shí)域內的不穩定性。通過(guò)在RF兩端放置反饋電容給傳遞函數添加零點(diǎn)，可以去除圖4所示的不穩定性。
RF的選擇存在權衡，即功耗、帶寬和穩定性。如果功耗很重要，且數據手冊建議反饋值無(wú)法使用，或需要更高的RF值，可選擇與RF并聯(lián)放置反饋電容。此選擇產(chǎn)生較低的帶寬。
為電壓反饋型和全差分放大器選擇RF時(shí)，需要考慮系統要求。如果速度不重要，反饋電容有助于穩定較大的RF值。如果速度很重要，建議使用數據手冊中推薦的RF值。
忽略RF與穩定性、帶寬和功率的關(guān)系可能妨礙系統，甚至阻礙系統實(shí)現完整性能。 |
