導讀：

　　功率電感和鐵氧體磁環(huán)的價(jià)格差異顯著(zhù)，這推動(dòng)了D類(lèi)音頻放大器濾波設計步入無(wú)電感時(shí)代。但同時(shí)，在鐵氧體磁珠的作用下，濾波器的截止頻率會(huì )急劇飆升，從幾千赫茲增加到幾兆赫茲；從而削弱了濾波器的EMI抑制效果。因此，D類(lèi)應用亟需降低EMI噪聲。在D類(lèi)音頻無(wú)電感應用中，要取得良好的EMI結果取決于電路板電平調整與適當的PCB布局。鐵氧體磁環(huán)配備適當的電容可以降低D類(lèi)輸出邊緣速率，但同時(shí)也會(huì )產(chǎn)生一些瞬時(shí)振蕩，加劇傳導性電磁干擾，因此，需要利用佐貝爾電路降低瞬時(shí)振蕩。

　　本文將介紹一些電路板電平調整技術(shù)，包括鐵氧體磁珠選擇原則——降低邊緣速率，佐貝爾網(wǎng)絡(luò )調整方法——減少瞬時(shí)振蕩，以及適當的PCB布局等。這些解決方案通過(guò)利用TI最新的EMI優(yōu)化D類(lèi)音頻放大器TPA3140D2，幫助客戶(hù)大幅節約系統設計成本，同時(shí)獲得出色的音頻性能。

　　無(wú)電感濾波器

　　無(wú)電感設計的目的是利用成本低廉的鐵氧體磁珠替代昂貴的電感，為客戶(hù)實(shí)現系統層面上的 低成本EBOM（工程材料賬單）目標。鐵氧體磁珠等同于多層片式電感。受當前鐵氧體磁環(huán)材料和制造技術(shù)的限制，此類(lèi)電感很難同時(shí)承受大電流、高阻抗。以日本東光多層片式電感為例，如果工程師將額定直流電流值設定為》2.5A，則絕大多數電感值將低于1uH。行內另外一家的產(chǎn)品順絡(luò )鐵氧體磁珠系列（UPZ2012）也有類(lèi)似表現：如果最大額定電流大于2.5A，鐵氧體磁環(huán)磁珠同等電感值小于0.6uH。

　　表1為UPZ2012系列鐵氧體磁珠在100MHz的阻抗、以及不同鐵氧體磁環(huán)的最大額定電流和最大直流電阻。

　　如圖1所示，“120Ω@100MHz 鐵氧體磁珠”的同等電感值為0.39uH，而 600Ω@100MHz 鐵氧體磁珠，同等電感值為1.59uH。

　　圖1 鐵氧體磁珠同等電感值

　　鐵氧體磁珠工作時(shí)相當于一個(gè)并聯(lián)諧振回路，如同電感在低頻域（《100MHz）、電容在高頻域（》100MHz）工作一樣、也如同一個(gè)純電阻在自身的諧振頻率點(diǎn)一樣。在使用鐵氧體磁珠設定輸出濾波器時(shí)，其基礎就是利用它的電感特性。因為每個(gè)LC濾波器 （無(wú)源濾波器）均擁有自身的諧振頻率，在此頻率點(diǎn)，濾波器的增益很大，導致過(guò)濾后產(chǎn)生瞬時(shí)振蕩。R1和C1將吸收由IC本身造成的振蕩能量，通常使用10Ω的電阻和330pF的電容。R2和C2將吸收由濾波器本身造成的振蕩能量。

　　圖2 鐵氧體磁珠濾波器設計

　　如何利用無(wú)電感濾波器實(shí)現低EMI目標？

　　· 意見(jiàn)1：選擇鐵氧體磁珠降低邊緣速率

　　TI 設備中利用了一些技術(shù)，盡量降低5MHz頻帶（此頻率通常為鐵氧體磁珠濾波器的截止頻率）范圍內傳導的EMI噪聲。擴展頻譜、L和R聲道（D類(lèi)立體聲音頻）的相移等也會(huì )有一定的幫助。對于小于5MHz的 EMI帶寬，尤其是當開(kāi)關(guān)頻率約為300kHz（以獲得較佳效率），實(shí)驗結果顯示減少邊緣速率是降低EMI的有效方法。

　　圖3 不同阻抗鐵氧體磁環(huán)的邊緣速率

　　圖3中，較高的鐵氧體磁珠阻抗可以實(shí)現較低邊沿速率的D類(lèi)輸出；使用600ohm@100MHz 的鐵氧體磁珠，可以獲得最低邊緣速率的D類(lèi)輸出，最終在高頻段實(shí)現最佳EMI結果。然而，阻抗較高意味著(zhù)額定電流較小。表1中，阻抗=600ohm@100MHz，最大額定電流為2A。以電視客戶(hù)為例：

　　電視應用示例：PVDD （功率電源）= 12V，揚聲器負載=8Ω，BD模式，忽略PCB與鐵氧體磁珠的導通電阻和直流電阻。最大電流 = 12/8 = 1.5A。

　　在PVDD = 12V /8Ω揚聲器的情況下，工程師可以使用600ohm@100MHz的鐵氧體磁珠來(lái)設計濾波器。

　　圖4為鐵氧體磁珠對于傳導性EMI的效果

　　圖4 鐵氧體磁珠對于傳導性EMI的效果

　　圖5為鐵氧體磁珠對于輻射性EMI的效果

　　圖5 鐵氧體磁珠對于輻射性EMI的效果

　　意見(jiàn)2：利用佐貝爾網(wǎng)絡(luò )，盡量降低瞬時(shí)振蕩。

　　圖6為我們設計的用于降低輸出濾波電路振蕩效應的典型電路。R1和C1將吸收由IC本身造成的振蕩能量。R2和C2 用于吸收由濾波器諧振頻率造成的振蕩。

　　圖6 調諧，以減少振蕩、降低邊緣速率

　　圖7.a中，在傳導性EMI測試噪音頻帶，捕獲到周期為350ns的振蕩（約2.85MHz），其能量在佐貝爾網(wǎng)絡(luò )之后已經(jīng)大幅減弱，并獲得更高邊緣增益。

　　表2 濾波器和佐貝爾網(wǎng)絡(luò )設置

　　圖7 調整佐貝爾網(wǎng)絡(luò )和電容（減少振蕩，獲得較慢的邊緣速率）

　　不過(guò)又出現了另外一個(gè)問(wèn)題，圖8顯示振蕩加劇了2MHz~4MHz的頻帶噪聲（如果D類(lèi)輸出電流增加的話(huà)，振蕩會(huì )更加嚴重）。從理論上講，諧波分量越高，振幅應該越小，但是，濾波器的諧振頻率點(diǎn)改變了這一情況。我們看一下圖7.a，與設置4相比，設置3在2MHz~5MHz頻帶具有更好的噪聲抑制能力。最終，設置3在減少振蕩方面表現出最佳的調優(yōu)效果，并且獲得了較低的邊緣速率，及良好的2MHz~5MHz的EMI裕量。

　　圖8 振蕩加劇2MHz~4MHz 頻帶噪聲（設置4）

　　PCB布局

　　圖9為T(mén)I無(wú)電感D類(lèi)音頻參考設計電路板（TPA3140D2）。圖10是典型的輸出應用電路原理圖。

　　圖9 TPA3140 EVM板（左）節約了很多濾波器PCB空間

　　圖10 TPA3140典型輸出應用電路原理圖

　　l 濾波器PCB布局

　　為盡可能減少濾波器電流回路（電流回流至GND），確保電流環(huán)路小。

　　1） 將鐵氧體磁珠盡可能靠近輸出引腳。

　　2） 盡量減少濾波器接地的電流回路（C8至D類(lèi)接地引腳）

　　3） 盡量確保濾波器和D類(lèi)設備的底層是一個(gè)完整的接地層。

　　4） 如果要添加佐貝爾網(wǎng)絡(luò )來(lái)減少振蕩，將佐貝爾網(wǎng)絡(luò )盡可能靠近濾波器。

　　5） 將緩沖電路盡可能靠近設備的輸出引腳。

　　圖10 濾波器布局

　　圖11 PVCC布局

　　結論

　　TI最新無(wú)電感D類(lèi)立體聲放大器（TPA3140）使無(wú)電感設計在中等功率D類(lèi)應用中得以實(shí)現。根據不同的揚聲器線(xiàn)長(cháng)度和輸出功率（電流）要求，音響系統工程師可以使用本文中講到的一些電路板電平調諧技術(shù)，包括鐵氧體磁珠選擇原則（降低邊緣速率）、佐貝爾網(wǎng)絡(luò )調諧方法（減少振蕩）以及適當的PCB布局等，最終，在客戶(hù)系統級測試中，得以使TPA3140實(shí)現足夠的EMI裕量。目前用戶(hù)設計獲得的反饋顯示，TI TPA3140是一款真正的無(wú)電感中等功率D類(lèi)音頻放大器，可以幫助客戶(hù)在降低系統BOM成本、更小的PCB尺寸、良好的EMC裕量及穩定良好的音頻性能等方面取得最佳平衡。