答：因為放大器是應用范圍很廣的常用器件，所以為了滿(mǎn)足應用需要不斷 研制出一 些新的放大器，因而自然會(huì )涉及到一些專(zhuān)用指標。正如你所指出的那樣，失真可以用各種方 法來(lái)定義，對于特殊的應用，技術(shù)指標與用戶(hù)對失真的定義有關(guān)。盡管有一些指標主要與規 定的頻率范圍和應用場(chǎng)合有關(guān)，但還是有一些失真指標是相當通用的。
實(shí)際上存在著(zhù)一些標準化的基本定義，所以讓我們首先討論一下。諧波失真是這樣度量 的：在規定的電路中，用一個(gè)頻譜上是很純的正弦波加到放大器上，然后觀(guān)察輸出 的頻譜。在輸出端觀(guān)察到的失真大小通常與下面幾個(gè)參數有關(guān)：待測放大器在小信號和大 信號條件下的非線(xiàn)性、輸入信號的幅值和頻率、放大器輸出端施加的負載、放大器的電源電 壓 、印制線(xiàn)路板的布局、接地和電源去耦等。因此你可以看出，任何關(guān)于失真的技術(shù)指標如果 沒(méi)有確切規定的測試條件是完全沒(méi)有意義的。
諧波失真的測量可以根據頻譜分析儀的輸出頻譜，觀(guān)察二次、三次、四次…等諧波相對 基波信號的幅值來(lái)完成。諧波失真通常表示成一個(gè)比率，其單位為%，ppm,dB 或dBC。例 如0 0015%的失真相當于15 ppm 或-96 5 dBC。單位 dBC僅僅表示諧波電平比“載波 ”頻率(即基波)低多少 dB。
諧波失真可以用每一個(gè)分量來(lái)分別表示(通常僅僅用二次和三次諧波)�；蛘甙阉鼈兯� 分量組合成一個(gè)方和根(rss)，從而給出總諧波失真(THD)為：
THD=V22+V23+V24+…V2nVS
這里，VS=信號幅值(有效值V)
V2=二次諧波幅值(有效值V)
Vn=n次諧波幅值(有效值V)
在THD中所含的諧波數目可能是不同的，但通常用前五次諧波就足夠了。你可以看出，在 rss算法中，倘若較高階諧波是最大諧波的1/3至1/5，則可忽略該高階項對THD的影響( 0 102+0 032=0 0109≈0 10)。
總諧波失真加噪聲(THD+N)表達式與THD類(lèi)似，僅在rss式中再加上噪聲V noise 項，其 中V noise 表示在測量頻帶范圍內的噪聲電壓有效值。
THD+N = V22+V23+V24+…V2n+V2 noise VS
假如在測量頻帶范圍內V nosie 是THD或最壞的諧波的幾分之一，顯然應該THD+N ≈THD。假如你只知道THD是毫無(wú)用處的，你應當利用放大器的電壓噪聲和電流噪聲指標能夠 相當精確地計算出THD+N(還要把與源電阻和反饋網(wǎng)絡(luò )有關(guān)的熱噪聲計算進(jìn)去)。但是假如噪 聲電平有效值比諧波電平有效值明顯地高許多，僅給出THD+N指標你還是不能計算出THD 的。
在音頻應用中為了靈敏地測量噪聲和失真常常使用某些專(zhuān)用設備。為此首先使用一個(gè) 帶阻濾波器以濾掉基波信號，這樣就可測量整個(gè)規定帶寬范圍內其它所有頻率成分(包括諧 波和噪聲)的總有效值，它與基波的比值就是THD+N的技術(shù)指標。
問(wèn)：在各種頻率范圍和應用過(guò)程中如何看失真指標?
答：最好的方法在頻譜的低頻端開(kāi)始直到我們所關(guān)心的頻段，以便比較容易理 解下面的方法。音頻放大器是開(kāi)始討論這個(gè)問(wèn)題的最好實(shí)例。這里最好選用音頻帶寬內(20 Hz～20 kHz) 低 噪聲和低失真的典型器件(如OP 275)。在音頻應用中，通常用專(zhuān)用設備(如Audio Precisio n System One)測量THD+N。在給定的輸入頻率(如1 kHz)條件下測量輸出信號的幅度。然后 按 上面所說(shuō)的方法用帶阻濾波器濾掉基波信號，測量剩余的頻率成分(包括諧波和噪聲)的有效 值 。在可測量最高次諧波的帶寬內(通常為100 kHz)測量諧波和噪聲。在整個(gè)頻率范圍內對于 各種條件進(jìn)行掃描測量，這里給出測得的OP 275的THD+N曲線(xiàn)作為頻率的函數，見(jiàn)圖15 1 。
信號電平是3 V有效值，放大器被接成單位增益跟隨器。應注意到THD+N的值為0 0008%， 相當于8 ppm或-102 dBC。OP 275在1 kHz條件下輸入電壓噪聲典型值為6 nV/Hz ，而 在100 kHz帶寬范圍
圖15 1 OP 275的THD+N與頻率的關(guān)系
內積分，則噪聲電壓有效值為1 9 μV。對于3 V有效值信號，相應的 信噪比為124 dB。因為T(mén)HD要比噪聲電平大得多，所以THD起了主要作用。
問(wèn)：我注意到最近ADI公司推出另一種低噪聲、低失真放大器(AD 79 7)，它使用THD指標而不用THD+N。實(shí)際指標是在20 kHz條件下為-120 dB。這是什么意思?
答：確實(shí)，我們不希望對此產(chǎn)生誤解。失真測量受使用的測量設備的限制，而有 的噪聲甚至比測量設備本底還低20 dB!這里測量AD797的THD是頻率的函數，見(jiàn)圖15 2。
圖15 2 失真測量受測量設備的限制
在使用頻譜分析儀進(jìn)行測量時(shí)，在進(jìn)入分析儀之前，首先濾掉基波的正弦波頻率，這是為 了防止頻譜分析儀引起的過(guò)激勵失真。測量前5次諧波并且按rss形式合成便得到THD圖。圖1 5 2示出測量設備的“本底”約為-120 dB，因此在頻率低于10 kHz時(shí)THD值可能更小。
為求得噪聲，AD797的電壓噪聲譜密度(1nV/Hz)乘以測量帶寬的平方根便可得 到器件的本底噪聲有效值。例如對于100 kHz帶寬，其本底噪聲有效值為316 nV。從而可以 計算出3 V有效值的輸出信號對應的信噪比為140 dB。
問(wèn)：高頻放大器的失真指標怎樣?
答：由于在高頻時(shí)要求增加動(dòng)態(tài)范圍，所以現在大多數寬帶放大器都有失真指標 。產(chǎn)品說(shuō)明中可能給出二次和三次諧波分量的具體值，或者給出THD。假如定義THD指標， 也只 是前面幾次諧波對結果起主要作用。所以在高頻條件下分別給出具體的失真分量比給出定義 的THD更有用。例如AD9620是600 MHz(典型-3 dB帶寬)低失真單位增益緩沖器。圖15 3示出 AD9620在各種負載條件下二次和三次諧波失真隨頻率變化曲線(xiàn)。
圖15 3 高頻放大器用二次和三次諧波分量的具體值 表示失真
問(wèn)：什么是兩個(gè)單一頻率互調分量?它與諧波失真有何差別?
答：當兩個(gè)單一頻率信號都被加到同一個(gè)非線(xiàn)性放大器時(shí)，由于非線(xiàn)性作用使兩 個(gè)信 號相互調制，把產(chǎn)生互調失真(IMD)形成的一些新頻率的輸出功率稱(chēng)作互調分量。設兩個(gè)音 頻頻率為f1和f2，且f2＞f1，則2階和3階互調分量具有以下頻率：
2階：f1+f2,f2-f1
3階：2f1+f2,2f2+f1,2f2-f1,2f1-f2
如果兩個(gè)頻率相當接近，則差頻形式的3階IMD分量2f2-f1和2f1-f2會(huì )出現特別 麻煩，因為如圖15 4所示，用濾波器濾掉它們是很困難的。注意其它的2階和3階I MD 分量大致位于高頻端或低頻端(如果僅對f1和f2鄰近頻率感興趣)，可以把它們?yōu)V掉。 兩個(gè)單一頻率的互調失真指標在射頻應用中特別重要，它主要和通信接收機的設計有關(guān)。I MD分量能夠在有大信號的情況下屏蔽掉小信號。雖然很少對工作在1 MHz以下的運算放大器 規定IMD，但現在許多直流運算放大器都是寬帶型的，它完全能夠工作
圖15 4 當兩個(gè)音頻相當接近，濾掉2f2-f1和2f 1-f2很困難
在射頻范圍。因此對于快速運算放大器一般都注意IMD指標。
問(wèn)：什么是2階和3階交點(diǎn)?它們的含意如何?
答：通常它們與射頻的應用有關(guān)，這些指標提供了表征放大器的IMD性能的質(zhì)量 因數。交點(diǎn)功率越大，使IMD變大的輸入電平越高，所以在給定的信號電平條件下IMD就越低 。
它是這樣推導出來(lái)的：把兩個(gè)在頻譜上很純的信號加到同一個(gè)放大器上。這里給出 (及外推出)單一頻率信號輸出功率(用dBm表示)以及2階和3階分量(相對單一頻率)的相對幅 值與輸入信號功率的函數曲線(xiàn)，見(jiàn)圖15 5。
假如你經(jīng)過(guò)數學(xué)分析發(fā)現：如果放大器的非線(xiàn)性可以用一個(gè)簡(jiǎn)單的冪級數展開(kāi)來(lái)近以 表示，那么輸入信號每增加1 dB，2階IMD幅值會(huì )增加2 dB。同樣，輸入信號每增 加1 dB，3階IMD幅值會(huì )增加3 dB。如果從低電平的兩個(gè)單一頻率輸入信號開(kāi)始，并且只取幾 個(gè)IMD的數據點(diǎn)，你就能畫(huà)(或外推)出2階和3階IMD的直線(xiàn)，如圖15 5所示。
輸出信號超過(guò)一定程度開(kāi)始逐漸飽和，同時(shí)IMD分量明顯增加。假設你延長(cháng)2階和3階IMD 直線(xiàn)，它們將與輸出 輸入直線(xiàn)的延長(cháng)線(xiàn)相交，這2個(gè)交點(diǎn)被稱(chēng)為2階交點(diǎn)和3階交點(diǎn)(second and third order intercept points)。與這些 交點(diǎn)相對應的投影在縱軸上的輸出功率值通�？蔀榉糯笃鬏敵龉β侍峁┗鶞�，用dBm表示。
因為已知3階IMD的幅值斜率(3 dB/dB)，假如它的交點(diǎn)也知道，那么可以估計出任何輸入( 或輸出)電平的3階IMD分量。對于高階交點(diǎn)，直線(xiàn)向右移(斜率相同)，圖15.5中示出的是對 于給定輸入電平對應較低的3階分量。
許多射頻混頻器和放大模塊都有50 Ω的輸入和輸出阻抗。輸出功率就是器件傳輸到50 Ω負載上的功率。輸出功率可以這樣計算：輸出電壓有效值VO的平方除以負載電阻RL 。輸出功率換算為dBm形式的公式為：
輸出功率=10log 10 V2ORL1mW dBm
另一方面，由于運算放大器輸出阻抗很低，所以對于大多數的射頻應用來(lái)說(shuō)，必須把運 放的 輸出作為信號源接到負載端。按照上述公式通過(guò)計算可以看出實(shí)際運放輸出功率 必須比傳輸到負載上的功率高3 dB。在這類(lèi)應用中習慣上根據實(shí)際傳輸到50 Ω負 載上的功 率而不是 用實(shí)際運算放大器的輸出功率來(lái)定義IMD分量。
另一個(gè)值得感興趣的參數是1 dB壓縮點(diǎn)(1 dB compression point)，見(jiàn)圖15 5。在這 點(diǎn)輸出信號已開(kāi)始受到限制并且相對理想的輸入 輸出曲線(xiàn)衰減1 dB。
圖15 6是AD9620緩沖放大器的3階交點(diǎn)功率(third order intercept power)與輸入 頻率的關(guān)系 曲線(xiàn)。圖中的數據用來(lái)近似表示在各種頻率和信號電平下3階互調分量的實(shí)際值。
圖15 6 交點(diǎn)功率與輸入頻率的關(guān)系
假設運算放大器輸出信號是以頻率20 MHz峰峰值2 V加到100 Ω負載(其中50 Ω是 放大器輸出阻抗 ，50 Ω是負載)。所以加到50 Ω負載上的電壓是1V峰峰值，功率為2 5 mW，對應+4 dBm。 3階交點(diǎn)在20 MHz時(shí)從圖15 6查得是+40 dBm。這里可采用圖解法，如圖15 7所示。對一個(gè) 輸出為+4 d Bm的信號，3階IMD分量，根據從交點(diǎn)畫(huà)出的斜率為3的外推直線(xiàn)，得到-6 dBm或者比信號低 72 dBm。 這個(gè)分析假定了運放失真可以用簡(jiǎn)單的冪級數展開(kāi)來(lái)表示。遺憾的是運算放大器并非始 終可以用這種簡(jiǎn)單方式(尤其在高頻時(shí))來(lái)表示，所以3階交點(diǎn)指標主要是用來(lái)表示質(zhì)量因數 ，而不能代替測量。
圖15 7 IMD分量圖解法
