噪聲和失真是工程師在設計高精度模擬系統常見(jiàn)的兩個(gè)令人撓頭的問(wèn)題。但是，當我們查看一個(gè)運算放大器數據表中的總諧波失真和噪聲 (THD+N) 數值時(shí)，也許不能立即搞清楚哪一個(gè)才是你要應對的敵人：噪聲還是失真？
“噪聲”描述的是由放大器產(chǎn)生的隨機電信號�！笆д妗笔侵赣煞糯笃饕氲挠泻χC波。諧波是頻率為輸入信號頻率整數倍的信號�？傊C波失真和噪聲技術(shù)規格通過(guò)比較失真諧波的電平 (Vi) 和RMS噪聲電壓 (Vn) 與輸入信號的電平 (Vf) 來(lái)量化這些因素，使用的方程式如下：
在OPA316的數據表中，這條曲線(xiàn)顯示了針對多個(gè)配置和輸出負載，在頻率范圍內測得的THD+N。不幸的是，我們無(wú)法立即知道噪聲或失真諧波是否對THD+N有更大的影響。要深入探究這一點(diǎn)，我們可以計算噪聲對測量結果產(chǎn)生的影響。
圖1：多個(gè)配置之后THD+N與OPA316的頻率之間的關(guān)系
首先，我們簡(jiǎn)化THD+N計算來(lái)去除失真項：
我們可以用如下方程式來(lái)近似計算一個(gè)基本運算放大器電路的RMS噪聲電壓：
AN 是“噪聲增益”，eN是運算放大器寬帶電壓噪聲頻譜密度，而B(niǎo)WN是測量噪聲時(shí)的帶寬。噪聲增益，或者說(shuō)是放大器對其固有噪聲的增加，始終在運算放大器的非反向輸入上測得。當運算放大器被用作非反向放大器時(shí)，這種方法簡(jiǎn)單且直接；信號增益與噪聲增益是一樣的。然而，對于反向放大器，噪聲增益將為信號增益的幅值加上1。例如，信號增益為-1的反向放大器具有+2的噪聲增益。
OPA316有一個(gè)11nV/√Hz的寬帶輸入電壓噪聲頻譜密度，并且測量帶寬的額定值為80kHz。對于非反向放大器 (G = +1)，RMS噪聲電壓大約為：
對于反向放大器（增益 = -1），RMS噪聲電壓為：
現在，可使用下圖給出的輸出幅值信息來(lái)計算這兩個(gè)配置中噪聲對THD+N測量值的影響：
非反向 (G = +1)：
反向 (G = -1)：
請注意，這些計算出來(lái)的值與低頻下 (<500Hz) 測得的THD+N密切對應。在這里，測量值幾乎完全由運算放大器的噪聲決定。由于輸入信號的頻率不影響噪聲電壓，噪聲優(yōu)勢頻率上的THD+N測量值在是扁平的。
相似的，在低信號幅值上，THD+N測量值主要受噪聲影響。圖2顯示1kHz時(shí)，在OPA316上測得的THD+N與輸出幅值之間的關(guān)系。在300mV以下時(shí)，兩個(gè)輸出曲線(xiàn)具有一個(gè)恒定斜率。RMS噪聲是恒定的，而與輸入信號幅值無(wú)關(guān)，所以信號幅值的增加會(huì )改進(jìn)THD+N的測量值。例如，在曲線(xiàn)的噪聲主導區域，把輸出幅值加倍將使THD+N的值減半。
圖2：多個(gè)配置中，OPA316運行在1kHz時(shí)，THD+N與輸出幅值之間的關(guān)系
另一方面，失真諧波的幅值會(huì )隨著(zhù)信號幅值的變化而變化。一旦曲線(xiàn)偏離恒定向下斜坡，我們就會(huì )知道失真諧波正在影響THD+N測量值。
針對低噪聲的電路設計具有噪聲不斷增加帶來(lái)的有害后果。具有低值反饋電阻器的非反向運算放大器可以提供特別低的噪聲，但是額外的負載和共模電壓會(huì )增加高頻失真。了解噪聲或失真是否會(huì )限制你的系統性能對于找到一個(gè)工程設計解決方案十分關(guān)鍵。掌握某些基本手算結果，并且能夠看懂數據表THD+N圖，你就可以迅速確定誰(shuí)是罪魁禍首了。 |
