許多雷達系統要求低相位噪聲以最大限度抑制雜波。高性能雷達需要特別關(guān)注相位噪聲，導致在降低頻率合成器的相位噪聲和表征頻率合成器部件的相位噪聲方面投入了大量的設計資源。
大家知道，為實(shí)現低相位噪聲性能，尤其是超低相位噪聲性能，必須使用低噪聲電源才能達到最佳性能。但文獻上沒(méi)有詳細說(shuō)明如何通過(guò)一種系統化方法來(lái)量化電源噪聲電壓電平對相位噪聲的影響。本文旨在改變這種狀況。
本文提出了電源調制比(PSMR)理論，用來(lái)衡量電源缺陷如何被調制到RF載波上。通過(guò)電源噪聲對RF放大器相位噪聲的貢獻來(lái)驗證這一理論；測量結果表明，可以計算并且相當準確地預測該貢獻�；诖私Y果，本文還討論了描述電源特性的系統化方法。
導言和定義
電源調制比與眾所周知的電源抑制比(PSRR)相似，但有一個(gè)關(guān)鍵不同點(diǎn)。PSRR衡量電源缺陷直接耦合到器件輸出的程度。PSMR衡量電源缺陷（紋波和噪聲）如何被調制到RF載波上。
下面的“原理”部分引入了一個(gè)將PSMR與電源缺陷相關(guān)聯(lián)的傳遞函數H(s)，用以定量地說(shuō)明電源缺陷如何被調制到載波上。 H(s)具有幅度和相位兩個(gè)分量，可以隨著(zhù)頻率和器件工作條件而變化。盡管變量很多，但一旦確定其特征，便可以利用電源調制比并根據電源數據手冊中的紋波和噪聲規格來(lái)準確預測電源的相位噪聲和雜散貢獻。
原理
考慮用于RF器件的直流電源上的紋波。電源紋波用一個(gè)正弦波信號來(lái)模擬，其峰峰值電壓以直流輸出為中心。該正弦波被調制到 RF載波上，在等于正弦波頻率的頻率偏移處產(chǎn)生雜散信號。
圖1. 電源上的正弦波紋波調制到RF載波上產(chǎn)生雜散信號
雜散水平與正弦波幅度和RF電路靈敏度均有關(guān)系。雜散信號可以進(jìn)一步分解為幅度調制分量和相位調制分量�？傠s散功率水平等于幅度調制(AM)分量的雜散功率加上相位調制(PM)分量的雜散功率。
對于這里的討論，H(s)是從電源缺陷到RF載波上的干擾調制項的傳遞函數。H(s)同樣有AM和PM兩個(gè)分量。H(s)的AM分量是Hm (s)， H(s)的PM分量是HØ (s)。以下等式利用H(s)進(jìn)行實(shí)際RF測量，假設低電平調制可用來(lái)模擬電源對RF載波的影響。
信號的幅度調制可以寫(xiě)成
幅度調制分量m(t)可以寫(xiě)成
其中fm是調制頻率 RF載波的AM調制電平可以直接與電源紋波相關(guān)，關(guān)系式如下：
vrms是電源電壓的交流分量的均方根值。這是關(guān)鍵等式，它提供了一種計算電源紋波引起的RF載波AM調制的機制。
雜散電平可以通過(guò)幅度調制來(lái)計算
類(lèi)似地可以寫(xiě)出電源對相位調制的影響。相位調制信號為
相位調制項為
同樣，相位調制可以直接與電源相關(guān)，關(guān)系式如下
上式是提供了一種計算電源紋波引起的RF載波PM調制的機制。相位調制引起的雜散電平為
為了幫助可視化mrms和Ørms的雜散影響，圖2顯示了雜散電平與 mrms和Ørms的關(guān)系。
圖2. 雜散電平與mrms和Ørms的關(guān)系
總結一下上面的討論，電源上的紋波轉換為電源電壓交流項的均方根電壓vrms的調制項mrms和Ørms。Hm (s)和HØ (s)分別是從vrms到 mrms和Ørms的傳遞函數。
現在考慮相位噪聲。正如正弦波調制到載波上產(chǎn)生雜散信號一樣，1/f電壓噪聲密度也會(huì )調制到載波上產(chǎn)生相位噪聲。
圖3. 電源上的1/f噪聲調制到RF載波上產(chǎn)生相位噪聲
同樣，如果我們考慮一個(gè)具有相位調制的信號x(t)，那么
在這種情況下，Ø(t)是一個(gè)噪聲項。
功率譜密度定義為
相位噪聲依據功率譜密度來(lái)定義
接下來(lái)，對于電源紋波引起的相位調制所產(chǎn)生的雜散，將同樣的HØ (s)應用于相位噪聲。 在這種情況下，HØ (s)用于計算電源上 1/f噪聲產(chǎn)生的相位噪聲。
測量實(shí)例
為了演示上述原理，我們表征了HMC589A RF放大器的電源靈敏度和相位噪聲，利用多個(gè)電源測量了這些量。用于表征的HMC589A 評估電路如圖4所示。
圖4. 使用HMC589A放大器來(lái)演示PSMR原理
為了表征電源靈敏度，將一個(gè)正弦波注入5 V電源。正弦波在RF 上產(chǎn)生雜散信號，以dBc來(lái)衡量雜散信號大小。雜散內容進(jìn)一步分解為AM分量和PM分量。采用Rohde ＆ Schwarz FSWP26相位噪聲分析儀和頻譜分析儀。AM和PM雜散電平分別通過(guò)AM和PM 噪聲測量來(lái)衡量，并使能雜散測量。結果列成表格，測試條件 為3.2 GHz，RF輸入為0 dBm。
表1. HMC589A表征雜散與電源正弦波紋波的關(guān)系， 3.2 GHz，0 dBm輸入功率
測試數據表明，RF放大器的電源靈敏度可以利用正弦波調制憑經(jīng)驗測量，結果可用來(lái)預測電源噪聲對相位噪聲的貢獻。更一般地，這可以擴展到任何RF器件。這里我們用放大器表征和測量來(lái)演示原理。
首先，使用一個(gè)噪聲相當高的電源。測量噪聲密度�；诒碚� 的HØ (s)計算電源對相位噪聲的貢獻，并與相位噪聲測量值進(jìn)行比較。使用Rhode & Schwarz FSWP26進(jìn)行測量。噪聲電壓通過(guò)基帶噪聲測量來(lái)衡量。利用測試裝置的內部振蕩器測量加性相位噪聲，以此來(lái)衡量放大器殘余相位噪聲。測試配置如圖5所示。在這種配置中，振蕩器噪聲在混頻器中被消除，任何不常見(jiàn)的噪聲都會(huì )在交互相關(guān)算法中予以消除。這樣，用戶(hù)便可實(shí)現非常低電平的殘余噪聲測量。
圖5. 采用交互相關(guān)方法的放大器殘余相位噪聲測試設置
電源噪聲、實(shí)測相位噪聲和預測的電源噪聲貢獻如圖6所示。很明顯，在100 Hz到100 kHz偏移之間，相位噪聲主要由電源決定，關(guān)于電源貢獻的預測非常準確。
圖6. 使用高噪聲電源進(jìn)行技術(shù)驗證
用另外兩個(gè)電源重復該測試。結果如圖7所示。同樣，電源對相位噪聲的貢獻是完全可以預測的。
圖7. 用另外兩個(gè)電源驗證該技術(shù)
低相位噪聲器件表征的一個(gè)常見(jiàn)挑戰是要確保測量結果屬于器件而非周?chē)h(huán)境。為了消除測量中的電源貢獻，使用ADM7150 低噪聲穩壓器。從數據手冊中引用的噪聲密度以及用于相位噪聲測試的器件的噪聲電壓測量結果如圖8所示。
 
圖8. 低噪聲穩壓器ADM7150的噪聲電壓密度
表2列出了一系列低噪聲穩壓器及其關(guān)鍵參數。這里給出的器件都非常適合為低相位噪聲RF設計中的RF器件供電；相關(guān)條件和特性曲線(xiàn)請參閱數據手冊。數據手冊中包括了多個(gè)偏移頻率下的噪聲密度和PSRR曲線(xiàn)。表中顯示了10 kHz偏移的噪聲密度，因為該區域對許多穩壓器而言通常存在限制。所示的PSRR 對應于1 MHz偏移，因為許多線(xiàn)性穩壓器在這些偏移處會(huì )失去抑制能力，需要額外的濾波。
表2. 低噪聲穩壓器系列最適合低相位噪聲RF設計
從ADM7150供電時(shí)，HMC589A殘余相位噪聲測試的結果如圖9 所示。該測量結果顯示了放大器的真實(shí)性能，其本底噪聲低 于-170 dBc / Hz，并且此性能一直保持到10 kHz偏移。
圖9. HMC589A殘余相位噪聲，3.2 GHz，輸入RF功率為0 dBm，ADM7150 穩壓器提供直流電源
描述電源特性的系統化方法
低相位噪聲應用的電源設計通常會(huì )不加考慮地選擇可用的最佳穩壓方案，而無(wú)視實(shí)際最低規格，這會(huì )導致過(guò)度設計。對于小批量設計，這種方法可能值得繼續，但對于大批量生產(chǎn)，性能、成本和復雜性必須優(yōu)化，過(guò)度設計可能是一種不受歡迎的浪費。
下面是一種定量推導電源規格的方法：
計算電源噪聲規格，
上述第一步中的一個(gè)重要事項是了解Hm (s)和HØ (s)在設計預期的工作條件下如何變化。在HMC589A表征中，此變化是在若干功率水平下進(jìn)行測量，如圖10所示。
 
圖10. Hm (s)和HØ (s)的變化與偏移頻率和功率水平的關(guān)系，使用HMC589A 評估電路，頻率為3.2 GHz
結語(yǔ)
雖然人們普遍認為，在RF應用中應限制電源紋波和噪聲，但很少有人充分理解其定量影響。利用本文所述的系統化方法，工程師可以按部就班地量化電源對期望RF性能的影響，從而做出明智的電源選擇。 |
