可用的亞皮安偏置電流運算放大器并不多�？煽笆褂玫钠骷３１环Q(chēng)為靜電計級放大器，偏置電流低至數十飛安。遺憾的是，這些靜電計放大器的低頻電壓噪聲(0.1Hz到10Hz)為幾微伏(峰峰值)。此外，其輸入失調電壓和失調溫度系數一般也不符合要求。其共模抑制比(CMRR)和開(kāi)環(huán)增益不夠好，難以支持1 ppm線(xiàn)性度。最后，沒(méi)有一款靜電計能夠承受高電源電壓。
LTC6240系列提供0.25 pA偏置電流(典型值)和0.55μV p-p低頻噪聲。這對于輸入緩沖器來(lái)說(shuō)已經(jīng)足夠好了，但該器件僅支持最高12 V的電源。我們將不得不在放大器周?chē)砑与娐芬允蛊溥m應更高的電壓。
設計方法
圖1顯示了自舉放大器的原理示意圖。
LTC6240由Vp(通過(guò)增益為+1的緩沖放大器保持輸出加5 V的值)和Vm(由另一個(gè)緩沖器驅動(dòng)而保持輸出減5 V的值)供電。
由于電源總是跟隨輸入信號(由LTC6240的輸出緩沖)，因此理想情況下根本沒(méi)有共模輸入誤差。即使是平庸的CMRR也通過(guò)自舉提升至少30 dB。該30 dB值是由Vp和Vm緩沖器的有限增益精度導致的。
LTC6240的開(kāi)環(huán)增益也得到類(lèi)似的提升。當內部增益節點(diǎn)和電源軌之間存在晶體管輸出阻抗時(shí)，放大器電路會(huì )發(fā)生增益受限的情況。由于電源被自舉到輸出，所以很少有信號電流流過(guò)上述阻抗，而且開(kāi)環(huán)增益的增加量與CMRR的提升量相似。但是，輸出負載仍可能會(huì )限制開(kāi)環(huán)增益。
也許不那么明顯，但電路整體壓擺率也被自舉提高。通常，它受限于LTC6240內部靜態(tài)電流和以電源為基準的補償電容。當電源追隨輸入和輸出時(shí)，很少有動(dòng)態(tài)電流流入這些電容，放大器不會(huì )進(jìn)入有限壓擺率狀態(tài)。緩沖放大器最終會(huì )限制整體壓擺率。
高壓電源Vhvp和Vhvm可能有干擾，但緩沖器輸出會(huì )在很大程度上抑制干擾，LTC6240的電源抑制比(PSRR)將大大增強。
所以，這很棒;通過(guò)自舉電源，緩沖器在多個(gè)方面得到改善�？赡軙�(huì )出現什么問(wèn)題?圖1所示電路幾乎肯定會(huì )振蕩�？紤]電源引腳行為的最佳方法是將其視為反饋環(huán)路的一部分：輸出引腳電壓乘以緩沖放大器頻率響應，然后將乘以1/PSRR，加到輸入端，最后乘以開(kāi)環(huán)增益成為輸出，如此循環(huán)往復。圖2a顯示了PSRR隨頻率的變化。
我們在PSRR曲線(xiàn)中沒(méi)有獲得相位數據，但假設它具有+90°相位。是的，這個(gè)+90°就像一個(gè)差異化因素。如圖2b所示，從低頻到100 kHz，開(kāi)環(huán)增益具有-90°相位，之后該負值變得越來(lái)越大。緩沖器將具有有限頻率響應，并且也將表現出相位滯后。將環(huán)路中的所有相位滯后相加可確保在一些頻率下的反饋相位為0°或360°的倍數。如果在這些相位的電源環(huán)路增益大于1，振蕩就會(huì )發(fā)生。PSRR幅度下降到4 dB的低點(diǎn)(衰減 = -4 dB → 增益 = 0.63，非dB)，看起來(lái)環(huán)路可能永遠不會(huì )有足夠的增益來(lái)發(fā)生振蕩。這很可能是錯誤的，因為PSRR同時(shí)適用于Vp和Vs，其PSRR增益相加會(huì )使幅度超過(guò)1。此外，緩沖器可能會(huì )有一定的峰化，之后其增益在高頻發(fā)生滾降，從而將整體反饋幅度推高至1以上。我們還將看到，緩沖器必須驅動(dòng)稍大的電容，并且會(huì )具有更多的相位滯后。無(wú)論如何，LTspice®中的電路仿真表明會(huì )發(fā)生大信號振蕩(LTC6240的頻率響應和非線(xiàn)性體現在宏模型中)。
實(shí)際實(shí)現
圖3顯示了完整電路。
請注意，1000 pF旁路電容必須與LTC6240電源引腳緊密連接。運算放大器有數十個(gè)內部晶體管，在該放大器中，晶體管的Ft量級為GHz。它們常常以反饋方式彼此連接，除非安裝了旁路電容，否則它們可能在高交流阻抗電源下發(fā)生振蕩。1000 pF足以消除這些振蕩。我們還希望電源旁路電容遠大于任何輸出負載電容，因為在高頻時(shí)，負載電容上的電壓轉換會(huì )導致電流流向電源軌，并可能調制電源電壓，通過(guò)PSRR反饋引起振蕩。因此，旁路電容會(huì )降低頻率下的電源調制，相當于降低從輸出到電源的反饋增益。
壓擺這些旁路電容會(huì )需要很大的電流，而且必須是雙向的。Q5和Q6是射極跟隨器，可以驅動(dòng)旁路電容的壓擺電流。Q3和Q4是偏置二極管，用于設置Q5和Q6靜態(tài)電流。Q2為這些二極管和齊納二極管D1(實(shí)際上是并聯(lián)基準電壓源IC)提供偏置電流，D1設置相對于輸出的正電源電壓。Q2的集電極是一個(gè)電流鏡的輸出，該電流鏡由高壓軌之間的R9偏置。如果電源電壓不是恒定值，可以用兩個(gè)電流源代替R9。
Q7至Q12形成與之前所述相當的Vm減電源驅動(dòng)器。請注意齊納電壓的不匹配是有意為之的：Vp比輸入/輸出高5V，Vm比輸入/輸出低3 V。這種不匹配使輸入電壓的中點(diǎn)位于LTC6240的電源限制輸入范圍以?xún)�，從而�?yōu)化壓擺波形。
通常，LTC6240的電源電流會(huì )消耗Q5的發(fā)射極電流，并基本上關(guān)閉Q6，所以Vp緩沖器輸出阻抗大部分是R3。因此，電源反饋Vp路徑的帶寬約為1/ (2π × 100 Ω × 0.001 µF) = 1.6 MHz。這保證了在10 MHz及以上的頻率(此時(shí)LTC6240的開(kāi)環(huán)相位向振蕩發(fā)展)，Vp環(huán)路增益遠小于1。100Ω電阻還讓跟隨器Q5不必直接驅動(dòng)1000 pF電容。發(fā)射極跟隨器會(huì )有輸出電感，可能與容性負載發(fā)生諧振，引起振鈴甚至振蕩。
設計自舉在1.6 MHz以上的頻率會(huì )失敗后，我們將看到整體電路的完美行為在頻率超出大約100 kHz時(shí)會(huì )降級。如果輸出不能完全跟隨輸入，自舉的好處將會(huì )打折扣。帶Cin的Rin將帶寬限制在100 kHz，這是ADC跟隨緩沖器的系統抗混疊濾波器的一部分，它還會(huì )衰減無(wú)線(xiàn)電干擾和不支持的壓擺率。
該電路必須能夠承受任何不受限制的壓擺輸入信號或ESD，因此Rin也用于限制輸入故障電流。電阻有四個(gè)串聯(lián)段，以便分擔輸入過(guò)驅?zhuān)瑫簳r(shí)承受1 kV的電壓。根據信號源和預期過(guò)載，可以減小輸入電阻。
LTC6240內部有保護二極管，可將輸入過(guò)壓電流引導至Vp或Vm。允許進(jìn)入LTC6240輸入的最大故障電流為10 mA，但如果有周?chē)娐房梢钥焖偾袛噍斎牍收�，則在短時(shí)間內可以增加該電流。該電路的預期應用中存在SPDT繼電器，當未通電時(shí)，其將緩沖器的輸入連接到÷10網(wǎng)絡(luò )。通電后，繼電器直接連接輸入。因此，當未通電時(shí)，緩沖器連接到遠大于10 kΩ的源阻抗，故障電壓和電流降低的幅度與10 mA連續額定值相當。應用的輸入范圍為±400 V，故障容差為±1000 V。這只有在有兩個(gè)比較器的情況下才能安全地實(shí)現，比較器檢測輸入過(guò)壓并快速釋放繼電器。這可以在1 ms至2 ms內完成，允許100 mA瞬態(tài)輸入電流，此電流不會(huì )熔化LTC6240的保護二極管。請注意，D3至D6用于將輸入過(guò)載電流引導至Vhvp或Vhvm電源，該電流此前已通過(guò)LTC6240導向Vp或Vm。這些電源可能無(wú)法吸收過(guò)載電流，因為相對于正常供電操作，該電流是向后流動(dòng)的。我們將依靠足夠大的旁路電容來(lái)安全地保持電源電壓，同時(shí)等待繼電器開(kāi)關(guān)減壓。對于100 mA過(guò)載，我們將需要100μF電容來(lái)使電源在2 ms內的電壓變化保持在2 V以?xún)取?/font> |
