直流快速充電（以下簡(jiǎn)稱(chēng)“DCFC”）在消除電動(dòng)車(chē)采用障礙方面的作用是顯而易見(jiàn)的。對更短充電時(shí)間的需求推動(dòng)近400千瓦的高功率電動(dòng)車(chē)快充進(jìn)入市場(chǎng)。本博客將講述典型的電源轉換器拓撲結構和用于DCFC的AC-DC和DC-DC的功率器件的概況。
圖1.電動(dòng)車(chē)直流快速充電架構圖
有源整流三相PFC升壓拓撲結構
三相功率因數校正（PFC）系統（也稱(chēng)為有源整流或有源前端系統）正獲得越來(lái)越多的關(guān)注，近年來(lái)需求急劇增長(cháng)。PFC拓撲結構對于高效地為DCFC供電至關(guān)重要。將碳化硅（SiC）功率半導體納入您的PFC拓撲結構可以解決挑戰，減少功率損失并提高功率密度的。
前端PFC升壓級可以用多種拓撲結構實(shí)現，而且幾種拓撲結構可以滿(mǎn)足相同的電力要求。圖2展示了DCFC應用中常見(jiàn)的PFC架構。它們之間的一個(gè)首要區別是雙向性。T-中性點(diǎn)鉗制（T-NPC）和I-NPC拓撲結構通過(guò)用開(kāi)關(guān)取代一些二極管而適合雙向操作。6個(gè)開(kāi)關(guān)的結構是一個(gè)雙向的perse。
圖2.用于DCFC的典型PFC升壓拓撲結構.T-NPC（左上）、6開(kāi)關(guān)（右上）和I-NPC（底部）
另一個(gè)影響設計和功率器件額定電壓的重要因素是架構中的級數。6個(gè)開(kāi)關(guān)的拓撲結構是一個(gè)2級架構，通常用900 V或1200 V的開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現快速直流電動(dòng)車(chē)充電器。這里SiC MOSFET-模塊具有低RDS on（6-40 mQ）區域的首選解決方案，特別是對于每塊15 kW以上的高功率范圍。
這種集成表現出比分立解決方案更優(yōu)越的功率性能，提高了能效，簡(jiǎn)化了設計，減小了整個(gè)系統的尺寸，并最大化可靠性。T-中性點(diǎn)箝位（T-NPC）是一種3級拓撲結構，使用1200 V整流器（以雙向形式用開(kāi)關(guān)代替），中性點(diǎn)路徑上有650 V開(kāi)關(guān)背對背。I-NPC是一個(gè)3級架構，可能完全用650 V開(kāi)關(guān)實(shí)現。650 V SiC MOSFET或IGBT與共封裝二極管代表了這些3級拓撲結構的優(yōu)秀替代方案。
圖3.F1-2 PACK SiC MOSFET半橋模塊.1200 V，10 mΩ
DC-DC拓撲結構
在研究DC-DC轉換級時(shí)，主要采用了三種隔離拓撲結構：全橋LLC諧振轉換器（LLC轉換器）、全橋移相雙有源橋（DAB）零電壓過(guò)渡（ZVT）轉換器（DAB-ZVT轉換器）和全橋移相零電壓過(guò)渡轉換器（ZVT轉換器）（圖4、5和6）。
全橋LLC諧振
LLC轉換器在初級端實(shí)現了零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS），同時(shí)在諧振頻率及以下——在次級端實(shí)現了零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）從而在諧振頻率附近產(chǎn)生了非常高的峰值效率。作為一個(gè)純粹的頻率調制（FM）系統，當系統工作點(diǎn)偏離諧振頻率時(shí)，這可能是需要寬輸出電壓操作時(shí)的情況，LLC的能效就會(huì )下降。然而，先進(jìn)的混合調制方案使今天的脈沖調制（PWM）與調頻相結合，限制了最大頻率失控和高損耗。不過(guò)，這些混合實(shí)現方式還是給已經(jīng)有時(shí)很麻煩的LLC控制算法增加了復雜性。此外，并聯(lián)的LLCs轉換器的電流共享和同步也不是件容易的事。一般來(lái)說(shuō)，當有可能在相對較小的電壓范圍內工作時(shí)，和/或當具備實(shí)施結合調頻和PWM的先進(jìn)控制策略的開(kāi)發(fā)技能時(shí)，LLC是一種難以超越的設計。它不僅可以提供最高的能效，而且從各個(gè)角度看都是一個(gè)非常全面的解決方案。LLC可以作為CLLC以雙向形式實(shí)現，這是另一種復雜的拓撲結構。
圖4.全橋LLC轉換器
全橋移相雙有源橋（DAB）零電壓過(guò)渡（ZVT）轉換器
帶有次級同步整流拓撲結構的DAB-ZVT轉換器也非常典型。這些都是用PWM工作，一般來(lái)說(shuō)，需要比LLC轉換器更簡(jiǎn)單的控制。DAB可以被認為是傳統的全橋移相ZVT轉換器的演變，但漏電感器在初級端，這簡(jiǎn)化了繁瑣的次級端整流，減少了二次開(kāi)關(guān)或二極管的必要額定擊穿電壓。由于實(shí)現了ZVT，這些轉換器可以在很寬的輸出電壓范圍內提供穩定的高能效。這對于支持800 V和400 V電池電壓水平的充電器來(lái)說(shuō)是個(gè)方便的因素。DAB的PWM工作帶來(lái)了好處。首先，它傾向于使轉換器的電磁干擾（EMI）頻譜比調頻系統中的更緊密。此外，用固定的開(kāi)關(guān)頻率，系統在低負載時(shí)的行為更容易解決。通過(guò)同步整流，DAB是一種雙向的原生拓撲結構，是快速電動(dòng)汽車(chē)充電器的最通用的替代方案和合適的解決方案之一。
圖5.全橋移相式DAB ZVT轉換器
全橋移相ZVT轉換器
對于單向操作，傳統的全橋移相ZVT（圖6）仍然是一個(gè)可用的選擇，但滲透率越來(lái)越低。這種拓撲結構的工作與DAB類(lèi)似，但位于次級端的電感器在整流中帶來(lái)一個(gè)顯著(zhù)的差異。電感器在二極管上設置了高的反向電壓，這將與占空比成正比和反比，因此，根據工作條件，二極管上的反向電壓可能超過(guò)輸出電壓的兩到三倍。這種情況在高輸出電壓的系統中（如電動(dòng)車(chē)充電器）可能具有挑戰性，通常多個(gè)次級繞組（具有較低的輸出電壓）被串聯(lián)起來(lái)。這樣的配置并不那么方便，特別是如果考慮到功率和電壓的額定值，不同的拓撲結構含單一輸出將提供相同或更好的性能。
SiC-模塊代表了上述DC-DC電源轉換級中全橋的一個(gè)非常合適和常見(jiàn)的解決方案，功率高于15 kW。更高的頻率有助于縮小變壓器和電感器的尺寸，從而縮小整個(gè)解決方案的外形尺寸。
圖6.全橋移相ZVT轉換器
拓撲結構的變體
所討論的拓撲結構存在多種變體，帶來(lái)額外的優(yōu)勢和折衷。圖16顯示了用于快速電動(dòng)車(chē)充電的全橋LLC轉換器的一個(gè)常見(jiàn)替代方案。在移相中，開(kāi)關(guān)在輸入電壓的一半以下，并使用600 V和650 V的斷電電壓器件。650 V SiC MOSFET、650 V SuperFET 3快速恢復（FR）MOSFET和650 V FS4 IGBT將有助于解決不同的系統要求。同樣，用于初極端的二極管和整流器需要650 V的阻斷電壓等級。這些3級架構允許單極開(kāi)關(guān)，這有助于減少峰值電流和電流紋波，這將導致用更小的變壓器。這種拓撲結構的主要缺點(diǎn)之一是，與具有較少電源開(kāi)關(guān)的2級版本相比，控制算法需要額外的復雜程度。雙有源橋以及雙有源橋可以很容易地在初級端和次級端并聯(lián)或堆疊，以最配合快速電動(dòng)汽車(chē)充電器的電流和電壓需求。
圖7.3-級全橋LLC轉換器-這種變體在初級端堆疊（只有一半的輸入電壓應用于每個(gè)變壓器），在次級端并聯(lián)
次級端整流
關(guān)于次級端整流，如圖8所示，可以有多種解決方案，而且都可以使用不同的拓撲結構。對于400 V和800 V的電池水平和全橋整流，650 V和1200 V的SiC肖特基二極管通常是獨特的性?xún)r(jià)比解決方案。由于其零反向恢復特性，與硅基替代品相比，這些器件大大增強了整流性能和能效，大大降低了損耗和整流級的復雜性。硅基二極管，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作為成本非常有限的項目的替代品，但要犧牲性能和增加復雜性。采用中心抽頭整流的解決方案（圖6）對于高電壓輸出整流級來(lái)說(shuō)并不方便。與全橋整流不同的是，在全橋整流中，二極管的標準反向電壓等于輸出電壓，而在中心抽頭配置中，二極管要承受這個(gè)數值的兩倍。常規的全橋移相轉換器（電感在次級端），正如所解釋的那樣，在兩種整流方法（全橋或中心抽頭整流）中都需要更高的擊穿電壓二極管。為了克服常規全橋移相轉換器對1200 V或1700 V額定二極管的需求，幾個(gè)輸出將被串聯(lián)起來(lái)。 |
