許多降壓 DC/DC 轉換器 IC 都采用電壓模式控制算法。因此，為了在連續導通模式下穩定工作，應用電路的輸出電容器通常采用高 ESR 鉭電容器，原因有兩個(gè)。ESR 產(chǎn)生的輸出紋波部分提供了周期間穩定性所需的電流模式信號。在頻域中，該電容器還提供了一個(gè)零值，可以抵消降壓轉換器二階 LC 濾波器中的極點(diǎn)，從而通過(guò)將紋波的相移減小到小于 90°，將操作移回穩定區域。

然而，圖 1中的電路允許使用廉價(jià)的陶瓷輸出電容器。為了消除反饋環(huán)路中相位滯后的影響，電路通過(guò)由 R 1 和 C FF 組成的一階 RC 濾波器（ 而不是輸出）從 L X引腳獲取反饋。將 C FF的尾部連接 到輸出節點(diǎn)而不是像普通濾波器那樣接地，可提供快速的“前饋”負載瞬態(tài)響應。

與標準應用電路相比，陶瓷電容器電路具有多種優(yōu)點(diǎn)。首先，陶瓷電容器比鉭電容器更可靠。其次，陶瓷電容器比鉭電容器更容易獲得。第三，陶瓷電容器產(chǎn)生的輸出紋波小于 5 mV pp，而輸出紋波則大于 20 mV pp（圖 2）。對于該電路，負載瞬態(tài)過(guò)沖也較低：小于 50 mV 峰峰值，而高于 100 mV 峰峰值。

IC 1 是一款具有內部同步整流器的降壓 DC/DC 轉換器，可在 250 mA 的輸入范圍內從 2.7 至 5.5V 的輸入范圍內提供固定的 1.8 或 1.5V 輸出，其輸出引腳需要 20 mV pp 或更高電壓才能在負載下穩定運行。為了滿(mǎn)足這個(gè)要求，計算 R 1的值 ：

根據MAX1734的數據手冊，V OUT 為1.5或1.8V，L 1 為10 ?H，T MIN 為0.4 ?sec，I LOADMAX 為250 mA，I OUTSENSE 為4 A。結果是，當V OUT =1.8V時(shí)，R 1 =4.3kW ；當V OUT =1.5V時(shí) ，R 1 =5.2kW 。因此，您可以將 R 舍入1 至 5 kW。

接下來(lái)計算前饋電容器值：

如果R 1 =5 kW且V OUT =1.5V，則C FF   12nF。選擇 C ??FF = 10 nF。選擇較小的值會(huì )導致過(guò)度的負載瞬態(tài)超調，選擇較大的值會(huì )導致負載條件下不穩定。為了優(yōu)化負載瞬態(tài)，電感串聯(lián)電阻應如下：

請注意，該表達式是典型的而非的電感器電阻。在這種情況下，R L的值 應約為 200 mW，這允許您使用小型電感器，并在負載時(shí)導致大約僅 3% 的效率下降，而在較輕負載時(shí)則更小。由于電感器時(shí)間常數 L 1 /R L 與反饋時(shí)間常數 R 1 ?C FF匹配 ，因此短期負載瞬態(tài)響應等于直流負載調節（圖 2）。如果 R L 小于 200 mW，峰峰值負載瞬態(tài)電壓會(huì )增加，但直流負載調節率會(huì )降低。

選擇足夠大的 C OUT 以保證穩定性：

其中，當 MAX1734 采用 10 ?H 電感時(shí)，DI L約為 100 mA。在這種情況下，C OUT 應大于 4 ?F。