在大多數降壓型DC-DC開(kāi)關(guān)轉換器中，成本、尺寸、電阻和電流容量決定了電感的選取。很多這種應用都在開(kāi)關(guān)轉換器數據手冊或評估板中給出了特定的電感值，但是這些值通常都針對特定應用或者滿(mǎn)足特定性能標準。本文中將討論使用開(kāi)關(guān)穩壓器MAX86?6的評估板來(lái)評估各種電感的效率、噪聲(輸出紋波)和暫態(tài)響應。 該評估板包含有一個(gè)0.47mH電感，可以同時(shí)提供較高的效率和快速負載暫態(tài)響應。較低的電感值導致較低的效率，較大的電感以暫態(tài)響應為代價(jià)提供更高的效率。本文中討論的其他電感經(jīng)過(guò)選擇可以與評估板的PCB封裝相匹配，并且能以最小的改動(dòng)(如果需要)來(lái)配合評估板的電路。
尺寸考慮
表1中兩個(gè)系列的電感提供不同的磁芯尺寸。它們的外形相似，但是FDV0630系列電感在電路板上要高1mm。較高的高度使得使用較短的銅線(xiàn)成為可能-使用更大的直徑或較少的匝數，或二者兼具。
0.2mH以及更低的電感表現出很低的效率，因此不考慮更小的電感。較小的電感值還帶來(lái)較大的峰值電流，它必須保持低于MAX86?6的最低電流限制以防止失穩。另一方面，大于1μH的電感也不合適。請注意較大的FDV0630系列電感具有相同的電感值和引腳，但是提供更低的電阻和更高的額定電流。關(guān)于電感磁芯的尺寸、材料和磁導率的詳細比較本文將不贅述。
表1-評估電感
磁芯的考慮
Toko公司的FDV系列電感采用鐵粉芯，它們提供更好的溫度穩定性并且相對于其他可選磁芯成本更低。其他選擇是鉬坡莫合金粉末(MPP)、氣隙鐵氧體以及鐵硅鋁磁合金(Kool Mm)或高磁通磁環(huán)。鑒于混合鎳、鐵和鉬粉末的成本，MPP通常是最昂貴的選擇，鐵硅鋁磁合金是一種次昂貴的復合粉末磁芯。在多數電源中常見(jiàn)的罐形、E和EI形磁芯為氣隙鐵氧體。這些外形可以在必要時(shí)提供靈活性和可變性，但是成本更高。高磁通磁環(huán)通常用于濾波電感而不是電源變換電路。
性能評估和效率比較
圖1電路中各種電感的效率比較顯示，在輸出電流低于2A時(shí)1μH電感具有最好的效率，在低于3A時(shí)0.2μH的效率最低。在電感量相同時(shí)，尺寸較大(FDV0630)直流電阻較低的電感在整個(gè)輸出電流范圍內可提供0.5%至1%的效率提升。
圖1：降壓型開(kāi)關(guān)穩壓器MAX86?6評估電路。
對于FDV0620系列的0.47mH和1mH電感，可以注意到在2A附近其效率曲線(xiàn)有一個(gè)交叉：2A以下1μH電感具有較高的效率，2A以上0.47μH的效率更高。1μH電感所具有的較大串聯(lián)電阻導致了這種效率的差異。
另一種性能折衷可以從電感電流、電感電壓和輸出電壓紋波的典型波形中看出。使用電感量較小的FDV0620-0.47mH產(chǎn)生較高的峰值電流。輸出電壓紋波低于18mV峰峰值，而FDV630-1.0mH電感產(chǎn)生的紋波峰峰值剛超過(guò)12mV。峰值電流對輸出電容充電并且提供負載電流。在電容的ESR上會(huì )流入和流出較大的電流，這將產(chǎn)生較高的輸出電壓紋波。如果必要，可以通過(guò)使用較大的輸出電容來(lái)降低該紋波。
負載暫態(tài)的比較
不同的電感提供不同的負載暫態(tài)響應(IC和補償網(wǎng)絡(luò )同樣對該響應有貢獻)。MAX86?6需要外部補償，但是其他開(kāi)關(guān)穩壓器IC包含內部補償，它們通常指定允許的電感值范圍。從另一方講，外部補償允許設計更加靈活。
圖2和圖3給出了圖1所示電路在從2A至5A再返回至2A的負載階躍時(shí)FDV0620-0.47μH和FDV0620-1μH電感的負載暫態(tài)響應，在圖3中，外部補償經(jīng)過(guò)調整以配合1mH電感值。參考圖1，改變了以下三個(gè)元件來(lái)達到該目的：C10 = 1000pF，R4 = 5900W，R6 = 316W。請注意圖2中的輸出電壓過(guò)沖要低于圖3。對于具有相同電感量的DV0620和FDV0630系列，測量到的響應相同。
圖2：圖1電路使用FDV0620系列的0.47μF電感工作在3.3V輸入，1.8V輸出，2A-5A輸出電流時(shí)的負載暫態(tài)。
圖3：類(lèi)似于圖2，但是使用FDV0620系列的1μF電感。
工作原理
在描述了電感選擇的測量結果之后，我們現在概括其工作原理。下面的等式忽略真實(shí)電感的寄生特性，但是它仍可為電感的工作原理提供良好的理解：
高邊MOSFET在電感充電期間(tON)導通，將電感連接至輸入電源電壓。在確定電感值以后，可以用tON = DT替換dt，用(VIN-VOUT)替換V，然后計算DI (即di)。表2給出了圖1所示電路中DI與本文所討論的電感之間的對應關(guān)系。圖1中電路滿(mǎn)足表2參數的條件是VIN= 3.3V，VOUT = 1.8V，DT=D*T，其中D為占空比(VOUT/VIN)，T為開(kāi)關(guān)周期(1/fS)。
表2：給定電感值與電感電流變化值。
di/dt(DI/DT)的中值等于IOUT，因此峰值電流等于IOUT加DI/2�？梢钥吹皆谪撦d電流相同時(shí)較小的電感將導致較大的峰值電流。
直流電阻
IC和電感的功率損耗可以從效率曲線(xiàn)得到。對于FDV0620-0.47mH，輸出電流取1A時(shí)效率為92.5%，輸出功率為1A乘以1.8V即1.8W，因此輸入功率為1.8/0.925 = 1.946W�？倱p耗為PIN -POUT = 0.146W。主要的功率損耗來(lái)自電感直流電阻、MOSFET RDS(ON) (導通電阻)以及開(kāi)關(guān)損耗。IOUT 2*DCR(直流電阻)等于電感的功率損耗。
FDV0620-0.47uH在1A輸出電流時(shí)的DCR損耗為8.3mW，占總損耗的5.7%。在IOUT= 4A，PIN = 8.1W，POUT = 7.2W (效率= PIN/POUT = 88.9%)時(shí)，總損耗為PIN- POUT = 0.9W；FDV0620-0.47uH在4A時(shí)DCR損耗為132.8mW，占總損耗的14.7%。IOUT< sup>2的結果是在較大輸出電流時(shí)DCR損耗更大。
表3：DCR引起的功率損耗。
導通損耗
導通損耗是電感電流或IOUT、占空比(D)和R DS(ON)的函數：
PCOND = I LX < sup>2 * R DS(ON) * D
高邊導通損耗為：
1A輸出電流時(shí)，
4A輸出電流時(shí)，
低邊導通損耗為：
1A輸出電流時(shí)，
4A輸出電流時(shí)，
1A時(shí)R DS(ON)取室溫時(shí)測量的典型值，但是大電流時(shí)MOSFET工作在較高的溫度。R DS(ON)可以進(jìn)行調整以適應較高的溫度，因此在4A輸出電流時(shí)取33mW。
開(kāi)關(guān)損耗
開(kāi)關(guān)損耗發(fā)生在開(kāi)關(guān)打開(kāi)和關(guān)閉的過(guò)程中，由MOSFET柵極電容充放電電流引起。在開(kāi)關(guān)打開(kāi)的瞬間，開(kāi)關(guān)兩端的電壓較高，但是在電壓下降前電流持續上升。下面的等式可以使用逼近法粗略計算開(kāi)關(guān)的功率損耗：
其中t SW為開(kāi)通或關(guān)閉時(shí)間，f SW為開(kāi)關(guān)頻率。對于1A輸出電流，
在本例中無(wú)法方便的測量t SW，因為MAX86?6的開(kāi)關(guān)內置，它們共享公共連接LX(引腳15-16)。在死區時(shí)間前后，LX端的上升和下降時(shí)間大致各為5ns。
上面的功率損耗計算同時(shí)適用于開(kāi)通和關(guān)閉。因為本例中LX端的上升和下降時(shí)間t SW相同，可以將該數值乘以4。如果MOSFET外置可以進(jìn)行測量，然后可以單獨計算得到更精確的結果。對于0.47μH電感，在1A輸出電流時(shí)開(kāi)通和關(guān)閉損耗大概各為32.96mW。
本文結論
在為PWM電壓模式開(kāi)關(guān)穩壓器選擇電感時(shí)，很容易作出折衷。較大的電感提供較低的峰值電流和較低的損耗，可以提高效率。較小的電感通常帶來(lái)較低的效率，但是在負載變化時(shí)提供更快速的響應。另外，類(lèi)似于電感值，較大的磁芯尺寸可以在電感值相同時(shí)提供更低的DCR，較低的DCR可以獲得更好的動(dòng)態(tài)性能。在任何情況下，在確定最終電路之前都必須經(jīng)過(guò)測試！ |
