近年來(lái)， D類(lèi)音頻功率放大器憑借其效率高，功耗低等優(yōu)點(diǎn)， 已成為MP3、移動(dòng)電話(huà)等便攜式音頻系統的首選解決方案。而振蕩器是D類(lèi)音頻放大器的重要組成部分， 振蕩器對放大器的音質(zhì)、芯片效率、電磁干擾等指標有著(zhù)重要的影響。為此， 本文設計了一種應用于D類(lèi)功放的電流控制振蕩器電路。該模塊基于電流模式， 主要實(shí)現兩個(gè)功能： 一是提供幅度與電源電壓成正比的三角波信號； 二是提供頻率幾乎與電源電壓無(wú)關(guān)的方波信號， 該方波信號的占空比為50%。
1 電流模式振蕩器原理
振蕩器的工作原理是通過(guò)MOS開(kāi)關(guān)管來(lái)控制電流源對電容的充放電以產(chǎn)生三角波信號。傳統的基于電流模式的振蕩器結構框圖如圖1所示。
圖1 電流控制振蕩器的原理結構
圖1中， R1、R2、R3、R4通過(guò)對電源電壓的分壓來(lái)產(chǎn)生閾值電壓VH、VL和參考電壓Vref。參考電壓再通過(guò)放大器OPA與MN1構成的LDO結構來(lái)產(chǎn)生與電源電壓成正比的參考電流Iref。因此有：
本系統中的MP1、MP2、MP3可構成鏡像電流源， 以產(chǎn)生充電電流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3組成的鏡像電流源則產(chǎn)生放電電流IB2。假設MP1、MP2、MP3寬長(cháng)比相等， MN2、MN3的寬長(cháng)比相等。則有：
振蕩器工作時(shí)， 在充電階段t1時(shí)， CLK=1，MP3管以恒定電流IB1對電容充電， 此后A點(diǎn)電壓線(xiàn)性上升， 當A點(diǎn)電壓大于VH時(shí)， cmp1輸出端電壓翻轉為零。邏輯控制模塊主要由RS觸發(fā)器組成， 當cmp1輸出為0時(shí)， 輸出端CLK翻轉為低電平， CLK為高電平。振蕩器進(jìn)入放電階段t2， 此時(shí)電容C開(kāi)始以恒定電流IB2放電， 使A點(diǎn)的電壓下降。當電壓下降到小于VL時(shí)， cmp2的輸出電壓變?yōu)?。RS觸發(fā)器翻轉， CLK變?yōu)楦唠娖剑?CLK變?yōu)榈碗娖剑?從而完成一個(gè)周期的充放電過(guò)程。由于IB1和IB2相等， 所以， 電容的充電和放電時(shí)間相等， A點(diǎn)三角波的上升沿斜率與下降沿斜率的絕對值相等， 因此， CLK信號為占空比50%的方波信號。
該振蕩器的輸出頻率與電源電壓無(wú)關(guān)， 而三角波的幅度則與電源電壓成正比。
2 振蕩器電路的實(shí)現
本文設計的振蕩器電路實(shí)現如圖2所示。該電路分為閾值電壓產(chǎn)生電路， 充放電電流產(chǎn)生電路和邏輯控制電路三個(gè)部分。
圖2 振蕩器的具體實(shí)現電路
2.1 閾值電壓產(chǎn)生部
閾值電壓產(chǎn)生部分可由MN1和四個(gè)阻值相等的分壓電阻R1、R2、R3和R4來(lái)構成。MOS管MN1在此作為開(kāi)關(guān)管。無(wú)音頻信號輸入時(shí)， 芯片將CTRL端置為低電平， VH、VL均為0V， 振蕩器停止工作， 以降低芯片的靜態(tài)功耗。有信號輸入時(shí)， CTRL為低電平， VH=3Vdd/4， VL=Vdd/4。由于比較器工作的高頻狀態(tài)下， 如果B點(diǎn)和C點(diǎn)直接與比較器輸入端相連， 則可能會(huì )通過(guò)MOS管的寄生電容對閾值電壓產(chǎn)生電磁干擾。故本電路將B點(diǎn)和C點(diǎn)與緩沖器相連。電路仿真表明， 使用緩沖器可以有效隔離電磁干擾， 穩定閾值電壓。
2.2 充放電電流的產(chǎn)生
與電源電壓成正比的電流可由OPA、MN2和R5產(chǎn)生。由于OPA的增益很高， 因此， Vref與V5之間的電壓差可以忽略不計。
由于存在溝道調制效應， MP11和MN10的電流會(huì )受到源漏電壓的影響， 因此， 對電容的充放電電流不再與電源電壓呈線(xiàn)性關(guān)系。本設計中，電流鏡采用cascode結構可以穩定MP11和MN10的源漏電壓， 降低對電源電壓的敏感程度。從交流角度看， cascode結構提高了電流源(層) 的輸出電阻， 減小了輸出( 入) 電流的誤差。MN3、MN4、MP5 用于為MP12 提供偏置電壓。MP8、MP10、MN6則可為MN9提供偏置電壓。
2.3 邏輯控制部分
觸發(fā)器的輸出CLK和CLK為相位相反的方波信號， 可用來(lái)控制MP13、MN11與MP14、MN12的開(kāi)啟和關(guān)斷。MP14和MN11作為開(kāi)關(guān)管， 其作用相當于圖1中的SW1和SW2。MN12和MP13作為輔助管， 其主要作用是減小充放電電流的毛刺，消除三角波的尖沖現象。尖沖現象主要是由于MOS管狀態(tài)轉換時(shí)的溝道電荷注入效應所引起的。
假設去除MN12和MP13， CLK從0跳變到1時(shí)，MP14由導通到關(guān)閉狀態(tài)， 同時(shí)迫使MP11和MP12組成的電流源瞬間內從飽和區進(jìn)入深線(xiàn)性區， 并使MP11、MP12、MP13的溝道電荷在極短的時(shí)間內抽出， 而這將引起很大的毛刺電流， 從而使A點(diǎn)出現尖沖電壓。與此同時(shí)， MN11由關(guān)斷狀態(tài)跳轉到導通狀態(tài)， MN10和MN9組成的電流層從深線(xiàn)性區轉到飽和區， 這三個(gè)管子的溝道電容短時(shí)間內充電， 同樣會(huì )引起大的毛刺電流和尖沖電壓。同樣， 若去除輔助管MN12， 那么， CLK跳變時(shí)， MN11、MN10、MN9也會(huì )產(chǎn)生大的毛刺電流與尖沖電壓。
雖然MP13與MP14寬長(cháng)比相同， 但柵極電平相反， 因此， MP13與MP14交替導通。MP13對消除尖沖電壓主要起兩個(gè)作用。一是保證MP11、MP12在整個(gè)周期內都工作在飽和區， 以保證電流的連續性， 避免由電流鏡所引起的尖沖電壓；二是使MP13、MP14構成互補管。這樣， 在CLK電壓變化瞬間， 一個(gè)管子的溝道電容充電， 同時(shí)另外一個(gè)管子的溝道電容放電， 正負電荷相互抵消， 從而大大減小毛刺電流。同理， MN12的引入也會(huì )起到相同的作用。
2.4 修調技術(shù)的應用
在不同的晶片之間， 不同批次的MOS管的參數會(huì )有所不同。在不同的工藝角下， MOS管的氧化層厚度to也會(huì )有差別， 相應的Cox也會(huì )隨之變化， 從而引起充放電電流大小發(fā)生偏移， 使振蕩器的輸出頻率發(fā)生變化。在集成電路設計中， 修調技術(shù)主要是針對電阻、電阻網(wǎng)絡(luò )(或電容網(wǎng)絡(luò ))進(jìn)行修調。采用不同的修調技術(shù)可增大或減小阻值(或容值)， 從而設計不同的電阻網(wǎng)絡(luò )(或電容網(wǎng)絡(luò ))。
充 放電電流IB1和IB2主要由電流Iref決定。而Iref=Vdd/2R5。因此， 本設計選擇對電阻R5進(jìn)行修調，修調網(wǎng)絡(luò )如圖3所示， 圖中， 所有電阻阻值均相等。本設計中， 電阻R5的阻值為45kΩ。R5由十個(gè)阻值為4.5kΩ的小電阻串聯(lián)。將A、B兩點(diǎn)之間的金屬絲熔斷可將R5的阻值提高2.5%， 而將B，C之間的金屬絲熔斷可將電阻提高1.25%， 將A、B和B、C之間的熔絲都熔斷， 則可將阻值提高3.75%。這種修調技術(shù)的缺點(diǎn)是只能將電阻值調大， 而不能調小。
圖3 電阻修調網(wǎng)絡(luò )結構
3 仿真結果分析
本設計可在CSMC公司的0.5μmCMOS工藝上實(shí)現， 并可利用Spectre工具對振蕩器進(jìn)行仿真。
3.1 互補開(kāi)關(guān)管對三角波的改善
圖4所示是互補開(kāi)關(guān)管對三角波的改善示意圖。由圖4可見(jiàn)， 本設計中MP13和MN12的波形在斜率變化時(shí)沒(méi)有明顯的尖峰， 而且在添加輔助管后， 其波形尖沖現象基本消失。
圖4 互補開(kāi)關(guān)管對三角波的改善波形
3.2 電源電壓和溫度的影響
圖5所示是電壓和溫度對頻率的影響曲線(xiàn)。
從圖5可以看出， 電源電壓從3V變化到5V時(shí)， 其振蕩器的頻率變化為1.86%； 當溫度從-40℃變化到120℃時(shí)， 振蕩器頻率變化了1.93%�？梢�(jiàn)在溫度和電源電壓變化范圍很大時(shí)， 該振蕩器的輸出頻率仍可保持穩定， 故可保證芯片的正常工作。
圖5 電壓和溫度對頻率的影響曲線(xiàn)
4 結束語(yǔ)
本文設計了一種應用于D類(lèi)音頻功放的電流控制振蕩器。在典型情況下， 該振蕩器可以輸出頻率為250kHz的方波和三角波信號。而且在溫度和電源電壓變化范圍較大時(shí)， 振蕩器的輸出頻率仍然可以保持穩定。此外， 通過(guò)增加互補開(kāi)關(guān)管， 還可以去除尖沖電壓。而通過(guò)引入電阻網(wǎng)絡(luò )修調技術(shù)， 則可在有工藝偏差情況下得到精確的輸出頻率。目前， 該振蕩器已經(jīng)應用于一款D類(lèi)音頻放大器中。
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