車(chē)載音頻放大器通常使用升壓轉換器來(lái)生成 18 V～28 V（或更高）的電池輸出電壓。在這些 100W 及 100W 以上的高功耗應用中，需要大升壓電感、多個(gè)級別的輸出電容器、并行 MOSFET及二極管。將功率級分成多個(gè)并行相位減少了許多功率組件的應力，加速了對負載變化（如那些重低音音符）的響應，并提高了系統效率。 

找到一款能夠用于 2 相升壓轉換器的脈寬調制控制器 (PWM) 相對較容易。大多數雙通道交錯式離線(xiàn)控制器或推挽式控制器均可用于直接異相地驅動(dòng)兩個(gè)升壓 MOSFET。但是，在 4 相解決方案中，控制器的選擇范圍更加有限。幸運的是，可以輕松地對一些多相降壓控制器進(jìn)行改裝，以在 4 相升壓轉換器中使用。 

圖1：使用TI 的TPS40090 多相降壓控制器的 4 相、300W 升壓電源。

圖1 顯示了一款使用了 TI 的TPS40090 多相降壓控制器的 4 相、300W 升壓電源，該轉換器設計旨在處理一般會(huì )出現在音頻應用中的 500W 峰值突發(fā)。通常，在多相降壓結構中，該控制器通過(guò)感知輸出電感中的平均電流來(lái)平衡每一相位的電力。相反，在一個(gè)多相升壓結構中，對電流的感知是在安裝于每一個(gè) FET 源極上的電阻器中進(jìn)行的。 

通過(guò)在每一個(gè) FET 中平衡峰值電流，多相控制器在所有升壓相位中均勻地分配電力。來(lái)自控制器的柵極驅動(dòng)信號為邏輯電平，因此每一個(gè)相位都要求具有一個(gè) MOSFET 驅動(dòng)器。本設計中，可以使用一個(gè)雙通道 MOSFET 驅動(dòng)器（例如：UCC27324）來(lái)減少組件的數量。

通過(guò)對每一個(gè)相位施加一個(gè)流限，多相控制器則可以保護控制器免于受到過(guò)載條件的損害。音頻應用具有比平均輸出功率要高很多的短暫的峰值功率需求。必須將流限設置得足夠高，以滿(mǎn)足這些峰值功率要求。 

外部欠壓鎖定 (UVLO) 電路還提供了另一層級的保護，其可防止系統在低電池電壓狀態(tài)下運行。當電池電壓下降時(shí)，升壓電源將試圖提供盡量多的輸入電流，這樣會(huì )導致電池電量耗盡時(shí)電池電壓的急劇下降。這種情況會(huì )使電池受到損壞，最壞的情況甚至會(huì )使電池報廢。簡(jiǎn)單且低成本的 UVLO 電路由一個(gè)參考電路、一個(gè)雙通道比較器和數個(gè)電阻器（未顯示在圖中）組成。 

圖2：所有四個(gè)相位的漏－源電壓波形。

本設計中，四個(gè)相位均以 500 kHz 進(jìn)行切換，并且分別為 90 度同步。圖2 顯示了所有四個(gè)相位的漏－源電壓波形。來(lái)自每一個(gè)相位的紋波電流在輸入端和輸出端進(jìn)行求和，同時(shí)它們在輸入端和輸出端部分地互相抵消。這就同時(shí)減少了輸入和輸出電容器的 ac 紋波電流。另外，綜合紋波電流為2 MHz 時(shí)，相位頻率則是單個(gè)的四倍。 

由于降低的紋波電流以及更高的頻率，與單相解決方案相比，輸入和輸出電容量在多相解決方案中要小得多。更高效的開(kāi)關(guān)頻率還允許轉換器更為快速地對負載電流的變化做出響應。 

所有單個(gè)相位的功率級都是由一個(gè)電感、MOSFET、肖特基二極管和電流感應電阻組成。例如，L2、Q2、R8 和 D3 的一個(gè)引腳構成一個(gè)相位。與單相解決方案相比，其功耗更低，分布區域更廣，從而簡(jiǎn)化了散熱管理。減少的電流和額定功率提供了一個(gè)更寬的現貨供應電感、FET 和二極管選擇范圍。驅動(dòng)300-W負載的情況下，這種 4 相設計擁有 94% 的效率，從而產(chǎn)生低于20W的損耗。 

高效率使得這種設計實(shí)現了小外形尺寸封裝。對于較輕負載功率要求而言，這種設計可以被縮減至 2 相。如果是那樣的話(huà)，推挽式或交錯式正向 PWM 控制器都可以被用來(lái)代替 TPS40090。對于一些高功率負載而言，可以增加功率組件來(lái)應對增長(cháng)的電流和功耗。在確定恰當的尺寸后，4 個(gè)相位應該足以支持任何高功耗的音頻應用。