一、電路特點(diǎn)描述
RD-251在12 V和18 V的LED燈串電壓下可提供350 mA單路恒流輸出。使用標準的AC市電可控硅調光器可將輸出電流降低至1% (3 mA)，這不會(huì )造成LED負載性能不穩或發(fā)生閃爍。該電路可同時(shí)兼容低成本的前沿調光器和更復雜的后沿調光器。
該電路用于在通用AC輸入電壓范圍內（85 VAC至265 VAC，47 Hz至63 Hz）進(jìn)行工作，但在0 VAC至300 VAC的輸入電壓范圍內也不會(huì )造成損壞。這樣可以提升現場(chǎng)應用可靠性，延長(cháng)在線(xiàn)電壓跌落和浪涌條件下的使用壽命�；贚inkSwitch-PL的設計可提供高功率因數(>0.9)，有助于滿(mǎn)足所有現行國際標準的要求，可使單個(gè)設計全球通用。
該電源所選用的外形可滿(mǎn)足標準梨形(A19) LED替換燈的要求。輸出采用非隔離式，要求外殼的機械設計能夠將電源輸出和LED負載與用戶(hù)隔離。
二、電路原理圖
LED驅動(dòng)電路原理圖
電路圖（去除突出顯示的結構框即可用于非調光應用）
注釋?zhuān)篊1、R22及C12未裝配。
對于非調光應用，可去除有源衰減電路和泄放電路，以便檢測到以下元件： Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
對于僅高壓應用，要想匹配如REV 300 W這樣的高漏感調光器，可微調Busch 2250 (600 W)或下列類(lèi)似元件。將F1替換為47/ 2W可熔電阻，將R7和R8替換為20，將C6替換為220 nF，將R10和R11替換為最小值510 /0.5 W，將C3替換為150nF，并將R16替換為1k/0.25 W。
三、電路原理分析
本電路為非隔離式、非連續導通模式反激轉換器電路，以350 mA的輸出電流為電壓為12V到18 V的LED燈串提供驅動(dòng)。驅動(dòng)器完全能夠在寬輸入電壓范圍內工作，并提供高功率因數。本電路可同時(shí)滿(mǎn)足輸入浪涌和EMI要求，其元件數較少，能夠使電路板尺寸滿(mǎn)足LED燈泡替換應用的要求。
3.1調光性能電路設計指南
對于使用低成本的可控硅前沿相控調光器提供輸出調光的要求，我們需要在設計時(shí)進(jìn)行全面的權衡。由于LED照明的功耗非常低，整燈吸收的電流通常要小于調光器內可控硅的維持電流。這樣會(huì )產(chǎn)生調光范圍受限和/或閃爍等不良情況。由于LED驅動(dòng)器的阻抗相對較大，因此在可控硅導通時(shí)，會(huì )產(chǎn)生很?chē)乐氐恼袷�。在可控硅導通的一瞬間，一股非常大的浪涌電流會(huì )流入驅動(dòng)器的輸入電容，從而激發(fā)線(xiàn)路電感并造成電流振蕩。這同樣會(huì )造成類(lèi)似不良情況，因為振蕩會(huì )使可控硅電流降至零并關(guān)斷，同時(shí)造成LED燈閃爍。
為克服這些問(wèn)題，電路中采用了兩個(gè)電路功能塊–一個(gè)有源衰減電路和一個(gè)泄放電路。這些電路功能塊的缺點(diǎn)是會(huì )增大功耗，進(jìn)而降低電源的效率。
在本設計中衰減電路和泄放電路的取值能夠使一個(gè)電路板與的絕大多數調光器（600 W以
下的調光器并包括低成本前沿可控硅調光器）在整個(gè)輸入電壓范圍內正常工作。這一設計可實(shí)現在高壓輸入時(shí)將一個(gè)燈連接一個(gè)調光器來(lái)實(shí)現無(wú)閃爍照明。
一個(gè)燈在高壓下工作會(huì )導致最小輸出電流和最大浪涌電流（可控硅導通時(shí)），這代表最差情況。因此，主動(dòng)衰減電路和泄放電路的作用非常明顯：泄放電路可降低阻抗，衰減電路可提高阻抗。但這會(huì )增加功耗，進(jìn)而降低驅動(dòng)器的效率和整個(gè)系統的效能。
要求將多個(gè)燈連接到一個(gè)調光器以便正常工作會(huì )降低泄放電路所需的電流，此時(shí)可增大R10和R11的值并減小C6的值。
如果使燈具僅在低壓（85 VAC至132 VAC）下工作時(shí)，可在前沿可控硅調光器導通時(shí)出現的峰值電流大幅降低時(shí)降低R7和R8的值。
這兩種更改都會(huì )降低散耗和提高效率。
對于非調光應用，可直接省去這些元件，用跳線(xiàn)替代R7和R8，從而提高效率，但不會(huì )改變其他性能特性。
3.2輸入EMI濾波和輸入整流
EMI濾波器經(jīng)優(yōu)化可降低對調光性能的影響。電阻R20為可熔電阻。如果某個(gè)元件故障會(huì )導致輸入電流過(guò)大，應選擇可熔電阻來(lái)使開(kāi)路失效。與非PFC設計或無(wú)源PFC設計相比，薄膜電阻（相對于線(xiàn)繞電阻）是可以接受的。這會(huì )在輸入電容充電時(shí)降低瞬間功率耗散，但對于在高壓下工作的設計建議使用2 W的額定值。此外，它們可以限制相位超前可控硅調光器導通以及電容C4和C5充電時(shí)所產(chǎn)生的浪涌電流。當可控硅以90度或270度角導通時(shí)出現最差條件（浪涌電流達到最大），它對應于A(yíng)C波形的波峰。最后，它們可以在前沿可控硅導通時(shí)衰減在A(yíng)C輸入阻抗與電源輸入級之間由浪涌電流再次導致的任何電流振蕩。
兩個(gè)π型差模濾波器EMI級與C1、R2、L1和C2一起形成一個(gè)級，C4、L2、R9和C5形成第二個(gè)級。在測試時(shí)發(fā)現，沒(méi)有要求C1滿(mǎn)足傳導EMI限值，因此沒(méi)有裝配。
AC輸入由BR1進(jìn)行整流，由C4和C5進(jìn)行濾波。所選取的總等效輸入電容（C4、C5與C6的和）可確保LinkSwitch-PL器件對AC輸入進(jìn)行正確的過(guò)零點(diǎn)檢測，這對于在調光期間維持正常工作和實(shí)現最佳性能很有必要。
3.3 有源衰減電路
有源衰減電路用于限制調光器內的可控硅導通時(shí)所產(chǎn)生的浪涌電流、相關(guān)電壓尖峰和振蕩。該電路在每個(gè)AC半周期的短暫時(shí)間內連接與輸入整流管串聯(lián)的阻抗（R7和R8），在剩下的AC周期則通過(guò)一個(gè)并聯(lián)SCR (Q3)旁路。電阻R3、R4和C3決定Q3導通前的延遲時(shí)間。
3.4 泄放電路
電阻R10、R11和C6形成泄放電路，確保初始輸入電流量足以滿(mǎn)足可控硅的維持電流要求，特別是在可控硅導通角不夠大的情況下。
對于非調光應用，可同時(shí)去除有源衰減電路和泄放電路。為此，可刪除下列元件：Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
3.5 LinkSwitch-PL初級
LNK457DG器件(U1)集成了功率開(kāi)關(guān)器件、振蕩器、輸出恒流控制、啟動(dòng)以及保護功能。集成的725 V MOSFET提供更寬的電壓裕量，即使在發(fā)生輸入浪涌的情況下仍可確保高可靠性。該器件通過(guò)去耦電容C9從旁路引腳獲得供電。啟動(dòng)后，C9由U1從內部電流源并經(jīng)由漏極引腳進(jìn)行充電，然后在正常工作期間則由輸出經(jīng)由R15和D4進(jìn)行供電。
經(jīng)整流和濾波的輸入電壓加在T1初級繞組的一端。U1中集成的MOSFET驅動(dòng)變壓器初級繞組的另一側。D2、R13、R12和C7形成RCD-R箝位電路，對漏感引起的漏極電壓尖峰進(jìn)行限制。
二極管D6用于防止IC在功率MOSFET因反射輸出電壓超過(guò)DC總線(xiàn)電壓而關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生負向振蕩（漏極電壓振蕩低于源極電壓），確保以最小輸入電容實(shí)現較高的功率因數。
3.6 輸出整流
變壓器的次級由D5整流，由C11濾波。選用肖特基勢壘二極管來(lái)提高效率。由于C11在A(yíng)C過(guò)零點(diǎn)期間提供能量存儲，因此它的值決定了線(xiàn)電壓頻率輸出紋波的幅值（因采用全波整流而為2 x fL ）。因此可根據所需的輸出紋波來(lái)調整該值。對于所顯示的680 微F值，輸出紋波為正負IO的50%。電阻R17和C10用來(lái)衰減高頻振蕩，改善傳導及輻射EMI。
3.7 輸出反饋
恒流模式設定點(diǎn)由R18上的電壓降決定，然后饋入U1的反饋引腳。輸出過(guò)壓保護由VR2和R14提供（R14對電流檢測信號的影響微不足道，可忽略不計）。
四、印刷電路板布局
印刷電路板頂部布局（上）和底部布局（下)
五、裝配后的電路板
裝配后的電路板圖
六、用于A(yíng)19 LED替換
用于A(yíng)19 LED替換
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