電流檢測電路是電流模式控制所必需的，通過(guò)檢測功率開(kāi)關(guān)管上的電流，然后輸出一個(gè)電流感應信號與斜坡補償信號進(jìn)行疊加并轉換成一個(gè)電壓信號，再與誤差放大器的輸出進(jìn)行比較，從而實(shí)現電流模式開(kāi)關(guān)轉換器電流內環(huán)的控制。其實(shí)現方法有很多種，常見(jiàn)的有兩種，一種是與功率管串聯(lián)一個(gè)電阻Rsen,另一種是與功率管并聯(lián)一個(gè)并聯(lián)檢測管復制比例電流，并聯(lián)檢測管復制比例電流的檢測方法，又有兩種主要的實(shí)現結構， 一種是采用運放的結構， 另一種是利用反饋的方式。如果采用運放，顯然會(huì )增加電路的復雜性，而且也會(huì )增加功耗。本文根據具有反饋控制電流源的原理來(lái)設計電流檢測電路中的反饋網(wǎng)絡(luò )。

　　1 反饋控制電流源的原理

　　電路原理圖及電流源動(dòng)態(tài)特性曲線(xiàn)如圖1（ a）、（ b）所示。根據電流源的特性曲線(xiàn)，偏置電路中各相關(guān)元件的電流特性只有線(xiàn)性與非線(xiàn)性電流源相結合才可能有唯一的交點(diǎn)（原點(diǎn)除外），這樣才能保證偏置電路有唯一穩定的工作點(diǎn)。

圖1 具有反饋控制的電流源的原理圖

　　設電阻上的壓降為VR, M3 管的過(guò)驅動(dòng)電壓為△， 由M3、M4 電流相等的條件， 得到：

　　由此解出：

　　其中， VR = VGS3 - V GS4, 因此VGS的壓差決定了電阻上所形成的微電流， 即輸出電流I0 滿(mǎn)足的非線(xiàn)性關(guān)系為：

　　由此解出的輸出電流已與電源電壓無(wú)關(guān)。

　　2 電流檢測電路的具體電路設計實(shí)現

　　根據前面的分析， 可以看出， R 固定時(shí)， 當圖1所示的電路可以提供唯一的偏置偏流。但是在電流檢測電路中，由于電感電流一直在變，很顯然， 固定的電阻不再適用， 將圖1 的改進(jìn)電路運用到電流檢測電路中， 如圖2所示，圖中電阻用工作在線(xiàn)性區的MOS管MR 代替。

圖2 改進(jìn)型具有反饋控制電流源的電流檢測電路

　　工作在線(xiàn)性區的MOS 管， 其導通電阻rON可由下式得出：

　　可以看出， rON與V GS - VTH成反比，因此電阻值會(huì )隨著(zhù)VGS的變化而變化，這樣不同的電阻值形成的非線(xiàn)性電流源與電流鏡結合， 就會(huì )有不同的穩定工作點(diǎn)。因此， 在整個(gè)工作中，對于一直變化的電感電流，偏置電路是通過(guò)改變電阻值而達到不同的動(dòng)態(tài)穩定狀態(tài)。

　　為了達到電路檢測的精確度， 本文用帶反饋控制、電阻值可變的電流源來(lái)代替復雜的運放。

　　圖2所示電流檢測電路中， MP、MN 為功率管，M1 與M4、M2 與M5 的W/L相同， VP 為MP 的控制信號， MPS用作開(kāi)關(guān)， 其W/L比較大， 具有低導通電阻。在電流模DC /DC 轉換器中， 反饋控制環(huán)路只需檢測MP 功率管導通時(shí)的電流，因此， 為降低功耗， 可控制電流檢測電路只在MP 功率管導通時(shí)工作， 即只檢測電感充電階段的電流， 而在MP 功率管截止時(shí)，電流檢測電路不工作， 進(jìn)而有效地減小了功率損耗。

　　當VP 為低電平時(shí)， MP 導通， MPS作開(kāi)關(guān)也導通，并且可以看作近似短路， 進(jìn)而流過(guò)MPS的電流也可以忽略， 因此MP、M1 的VDS近似相同， 流過(guò)MP 的電流被鏡像復制至M1。MP 與M1 的W/L成比例， 且比例系數較大， 因此檢測到的電流與MP 中的電流成比例， 同時(shí)遠小于MP 中的電流。

　　下面分析VB 與VA 的關(guān)系。假設在某個(gè)時(shí)刻，VB 的電位高于VA, 則VDS4 < VDS1, M4 中的電流I4 小于M1 中的電流I1, 而VDS5 > VDS2, 要求I5 > I2, 這使得在同一支路中I4 I5, 顯然不太可能，所以VB 會(huì )與VA 相同， 且保持相同的動(dòng)態(tài)變化。因此， M1 中的電流被再次鏡像至M4, 而且，由于反饋控制電流源的作用， VA 處的任何微小變化都會(huì )強迫VB 也有相同的變化， 保證了電流檢測的精度。

　　根據系統設計要求， 電流檢測的比例應該為K = 1 000：1, 電路圖中給出了各級電流復制的比例，由于電流檢測電路采用帶反饋控制、電阻值可變的電流源結構， 可以得到VA 等于VB, 又由于設置M1,M4, 和M7 的寬長(cháng)比相等， 根據MOS 電流公式可以得到：

　　檢測精度和速度是電流檢測電路兩個(gè)重要的指標。由于每個(gè)檢測周期的開(kāi)始階段， 電流檢測電路處于啟動(dòng)狀態(tài)， 所以Is 都有一段啟動(dòng)時(shí)間。這個(gè)時(shí)間主要由電路中M9、M10管的寄生電容決定， 當兩管的寬度和長(cháng)度比較小時(shí)， 啟動(dòng)時(shí)間很短，相反，啟動(dòng)時(shí)間會(huì )變長(cháng)。為了保證電流檢測的精度， M9、M10兩管的L 不能太小， 現取1 um。

      3 仿真結果

　　通過(guò)仔細調整MP 管和M1 管的參數， 設置為MP 管的寬長(cháng)比為5 000 um /1 um, M1 管的寬長(cháng)比為5 um /1um。其他管子的參數參見(jiàn)電路圖上的比例復制標注。通過(guò)在在Cadence軟件中的spe tre仿真設計工具下， 采用CSMC 0. 5 m CMOS工藝在25℃進(jìn)行仿真驗證。

　　下圖3給出電流檢測電路的仿真結果。

圖3 電流檢測電路的仿真波形

　　從輸出波形的測量可知， 當電感電流IL 最大值如A 點(diǎn)測得的479. 55 A 時(shí)， 檢測電流Is 最大值如B點(diǎn)測得的486. 81 A, 基本上滿(mǎn)足了：

　　故所設計的電流檢測電路能很好滿(mǎn)足設計要求。

　　4 結論

　　本文設計了一種適用電流模式的DC /DC 轉換器芯片的電流檢測電路，通過(guò)利用有反饋控制電流源的原理來(lái)設計電流檢測電路中的反饋網(wǎng)絡(luò )。通過(guò)仿真驗證可知所設計的電路性能良好，采樣精度達到1 000：1, 完全滿(mǎn)足系統設計要求。