便攜式設備應用中，電源的負載通常是變化的，例如對于通信系統中的發(fā)射機、微處理器和閃存來(lái)說(shuō)，在工作時(shí)需要電源提供很大的負載電流，而在待機狀態(tài)需要的電流卻很小。PWM控制升壓DC/DC變換器具有噪音低、重負載時(shí)效率高、儲能電感和濾波電容的大小容易選取等優(yōu)點(diǎn)[1]，是目前應用最為廣泛的一種控制方式。然而在輕負載情況下，因為工作頻率是固定不變的，與頻率相關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗并沒(méi)有隨著(zhù)負載的減小而減小，因此，PWM控制模式在輕負載下效率較低。
很多文獻對PWM控制DC/DC變換器輕負載下的效率提高問(wèn)題進(jìn)行了討論，多數是采用PWM/PFM混合控制模式[2-4]，就是在輕負載時(shí)采用PFM模式以提高變換器效率，而在重負載時(shí)采用PWM模式。傳統的混合模式控制方式的實(shí)現方法中將PWM模式控制和PFM模式控制環(huán)路分開(kāi)設計，并在變換器內部引入負載輕重的判斷機制，在負載變化時(shí)，工作模式自動(dòng)切換。這種方法可以獲得寬負載范圍下變換器的高效率，缺點(diǎn)是電路設計復雜，增加了芯片面積和成本。
本文采用一種跳周期模式[5]（Skip Mode）來(lái)提高輕載下PWM變換器效率。其基本思想是芯片中引入跳周期模式控制比較器電路，該電路判斷負載的輕重，當負載足夠輕時(shí)，產(chǎn)生SLEEP信號，此時(shí)芯片進(jìn)入低功耗狀態(tài)，功率MOS管被關(guān)斷，并且芯片內大部分電路如振蕩器、誤差放大器、PWM比較器以及各種保護電路等也不再工作，只依靠電容儲存的能量維持負載端工作，當能量下降到一定值時(shí)，再啟動(dòng)變換器。這樣輕負載時(shí)功率MOS管的損耗和芯片自身電路的損耗都降低了。
該控制模式的主要缺點(diǎn)是由于開(kāi)關(guān)頻率不固定，開(kāi)關(guān)噪聲無(wú)法預測，同時(shí)它也會(huì )使輸出紋波增大。因此不適合無(wú)線(xiàn)通信領(lǐng)域應用，但非常適合在待機狀態(tài)頻繁的場(chǎng)合中應用。

1 芯片系統設計
圖1為帶跳周期模式的PWM控制升壓DC/DC變換器的芯片電路結構框圖。芯片系統具有以下特點(diǎn)和功能：跳周期模式、同步整流、峰值電流檢測、斜坡補償、過(guò)壓保護、過(guò)溫保護、欠壓鎖定以及軟啟動(dòng)電路等。

芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定運行頻率，允許使用小型低ESR電容器。為了提高輕載下變換器效率，在輕載條件下進(jìn)入跳周期模式。由于整個(gè)系統采用峰值電流模式控制，為了保持峰值電流模式控制的穩定性，設計有斜坡補償電路。為了進(jìn)一步提高變換效率，采用同步整流技術(shù)，并將功率開(kāi)關(guān)管NMOS和同步整流管PMOS集成到芯片內部。
圖1中，SW為開(kāi)關(guān)引腳，FB為輸出電壓的采樣反饋端，SHDN為停機引腳，接低電平時(shí)關(guān)斷芯片。芯片內部主要模塊包括：基準電壓源BANDGAP，為其他電路提供1.25V基準電壓和電流偏置；誤差放大器EAMP，將輸出的反饋采樣電壓與基準電壓進(jìn)行比較放大；峰值電流閾值設置電路IREG，根據誤差放大器的輸出，設置電感峰值電流限制ITH，接PWM比較器的同相輸入端，在軟啟動(dòng)時(shí)，根據軟啟動(dòng)電路SOFTSTART的輸出限制工作電流；PWM比較器，其輸出下跳沿關(guān)斷開(kāi)關(guān)管；環(huán)形振蕩器OSC，產(chǎn)生電路周期工作的定時(shí)信號CLK和斜坡補償所需的鋸齒波信號RAMP；斜坡補償電路SLOPE_COMP，將采樣的電感電流信號和補償斜坡RAMP疊加，輸出VISC接PWM比較器的反相輸入端；跳周期比較器SKIP_COMP，使變換器在輕載時(shí)進(jìn)入Skip Mode，降低損耗。芯片中其他電路模塊還有包括RS觸發(fā)器在內的邏輯控制電路CONTROL、功率管驅動(dòng)電路DRIN、整流管驅動(dòng)電路DRIP、整流管襯底電位控制電路BODY_CTRL、反轉保護電路IR、過(guò)熱保護電路OTP、輸入低壓鎖定電路UVLO以及輸出過(guò)壓保護電路OVP。NS為集成在芯片內部的功率開(kāi)關(guān)NMOS管，PR為集成在芯片內部的整流PMOS管。
正常負載條件下，在每個(gè)振蕩周期開(kāi)始時(shí)，RS觸發(fā)器被置位，從而導通功率開(kāi)關(guān)管NS。當SLOPE_COMP的輸出VISC超過(guò)IREG的輸出VITH時(shí)，RS觸發(fā)器復位從而關(guān)閉NS管。通過(guò)這種方式，誤差放大器設置正確的峰值電流水平以使輸出穩壓。

2 跳周期模式電路設計原理與實(shí)現
2.1 跳周期模式電路設計原理
在負載足夠小時(shí)，開(kāi)關(guān)變換器進(jìn)入跳周期模式。在該模式下，一部分開(kāi)關(guān)周期被忽略，即開(kāi)關(guān)管和芯片內部部分電路停止工作，從而達到降低損耗的目的。跳周期模式電路的基本工作原理如圖2所示。

在輕負載情況下變換器只有比較稀疏的脈沖群，在脈沖群與脈沖群之間變換器進(jìn)入空閑（IDLE）狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管和整流管都關(guān)斷，電路空閑不工作，電感電流為零，通過(guò)輸出電容上存儲的能量為負載供電。隨著(zhù)輸出電容的放電，輸出電壓下降至低于下限閾值電壓VTH-時(shí)，變換器重新工作，產(chǎn)生一些脈沖群，對負載供電，并對輸出電容充電，使得輸出電壓上升，直到其達到上限閾值VTH+時(shí)，又進(jìn)入IDLE狀態(tài)。隨著(zhù)負載電流的下降，變換器被忽略的脈沖越多，IDLE時(shí)間越長(cháng)，開(kāi)關(guān)損耗越低。
基于以上原理，設計芯片的Skip Mode控制電路。首先要解決的問(wèn)題是如何判斷輕載。一種簡(jiǎn)單的方法是直接檢測輸出VOUT，如果負載很輕，則負載消耗的電流就會(huì )小于電感所提供的電流，輸出電壓VOUT就會(huì )相對較高。但是直接檢測VOUT并不合算，可以利用EAMP的輸出VE信號，當VE偏低時(shí)，就證明VOUT偏高，也就是負載輕。另外就是設置Skip Mode控制的上下門(mén)限閾值VTH+和VTH-。這可以通過(guò)具有雙閾值的遲滯比較器來(lái)實(shí)現。設計的Skip Mode控制電路示意圖如圖3所示。

電路中遲滯比較器SKIP_COMP的兩個(gè)翻轉閾值分別為VT+和VT-。當負載較輕時(shí)，VOUT略有上升，導致EAMP的輸出VE下降，當其下降到SKIP_COMP的低閾值VT-以下時(shí)，表示負載很輕，進(jìn)入Skip Mode工作模式。此時(shí)，首先將開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，并停止振蕩器的工作，然后等待反轉保護比較器IR的輸出IR負跳變（此時(shí)表明電感電流已經(jīng)全部釋放），將整流管關(guān)斷，并將SLEEP信號置高，進(jìn)一步關(guān)斷芯片中其他部分電路。由于開(kāi)關(guān)管、整流管都關(guān)斷了，輸出電容對負載供電，輸出電壓緩慢下降。直到輸出電壓下降到VTH-以下，EAMP的輸出VE大于VT+，SLEEP信號變低，振蕩器恢復工作，其輸出CLK正跳沿觸發(fā)開(kāi)關(guān)管導通，變換器恢復工作，對負載和電容充電，使輸出電壓上升，直到上升到VTH+，又進(jìn)入關(guān)斷模式。
2.2 跳周期比較器電路設計
設計的跳周期比較器電路如圖4所示。

圖4中，VB是由偏置模塊產(chǎn)生的偏置電壓，VDDA是由內置電源模塊產(chǎn)生的穩定電壓。電流源P8、P9對R1供電，由P8、P9、R1、N7共同決定翻轉閾值VT+和VT-。N7處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)確定翻轉閾值VT-，VT-=R1×I2；N7導通時(shí)確定翻轉閾值VT＋，VT＋=R1×(I1+I2)。當0ET-時(shí)，SKIP為高電位，使SLEEP為高電平，進(jìn)入Skip Mode控制模式，此時(shí)，SKIP0為高電位，N7導通，比較器的翻轉閾值變?yōu)閂T＋；直到輸出電壓下降使VE上升到VT＋時(shí)，SKIP變?yōu)榈碗娢�，使SLEEP變?yōu)榈碗娢�，進(jìn)入正常開(kāi)關(guān)模式，此時(shí)N7關(guān)斷，比較器的翻轉閾值又變?yōu)閂T－。

3 電路仿真
此變換器芯片典型應用電路如圖5所示。

用Hspice對系統進(jìn)行了仿真，仿真結果顯示，由于SOFTSTART電路的引入，有效地消除了啟動(dòng)時(shí)的浪涌電流。室溫、20mA負載、輸入電壓為3.3V、輸出電壓為12V時(shí)的瞬態(tài)特性仿真結果顯示輸出電壓紋波較小，約為6mV。
電路變換效率仿真結果如圖6所示，圖6(a)是引入了跳周期模式后變換器的效率仿真曲線(xiàn)，圖6(b)是未引入跳周期模式變換器的效率仿真曲線(xiàn)。仿真結果顯示，負載電流在5mA以下屬于輕負載區，這一區域效率比較低，但由于引入了跳周期模式，該段效率下降不算太嚴重。隨著(zhù)負載的增大，效率曲線(xiàn)呈上升趨勢，當負載電流在10mA以上時(shí)，是芯片理想工作區域，該段基本保證效率在70%以上。

本文討論了PWM型升壓變換器的設計，并重點(diǎn)分析了升壓變換器在輕載下如何通過(guò)引入跳周期模式來(lái)提高效率。提出的跳周期模式電路設計思想簡(jiǎn)明，電路實(shí)現簡(jiǎn)單，仿真結果表明在輕載下，跳周期模式變換器可顯著(zhù)提高變換器的效率。該設計對于待機狀態(tài)頻繁的應用具有很好的工程應用價(jià)值。