導讀: 一種基于0．25 μm CMOS工藝的低功耗片內全集成型LDO線(xiàn)性穩壓電路。電路采用由電阻電容反饋網(wǎng)絡(luò )在LDO輸出端引入零點(diǎn)，補償誤差放大器輸出極點(diǎn)的方法，避免了為補償LDO輸出極點(diǎn)，而需要大電容或復雜補償電路的要求。

　　設計了一種基于0．25 μm CMOS工藝的低功耗片內全集成型LDO線(xiàn)性穩壓電路。電路采用由電阻電容反饋網(wǎng)絡(luò )在LDO輸出端引入零點(diǎn)，補償誤差放大器輸出極點(diǎn)的方法，避免了為補償LDO輸出極點(diǎn)，而需要大電容或復雜補償電路的要求。

        該方法電路結構簡(jiǎn)單，芯片占用面積小，無(wú)需片外電容。Spectre仿真結果表明：工作電壓為2．5 V，電路在較寬的頻率范圍內，電源抑制比約為78 dB，負戢電流由1 mA到滿(mǎn)載100 mA變化時(shí)，相位裕度大于40°，LDO和帶隙電壓源的總靜態(tài)電流為390μA。

　　0引言

　　隨著(zhù)便攜式電子設備的廣泛使用，系統集成度越來(lái)越高。對于數／�；旌系钠�上系統中，數字電路對模擬電路的干擾加大，因此模擬電路與數字電路需要施加獨立電源，以減小數／�；旌蠋�來(lái)的相互干擾以及動(dòng)態(tài)調整功耗。全集成型LDO線(xiàn)性穩壓器可以用來(lái)為系統中各子模塊單獨供電，具有抑制電源噪聲，減小干擾，同時(shí)消除鍵合線(xiàn)電感引入的瞬態(tài)脈沖的優(yōu)點(diǎn)，此外還可以減小片外器件和芯片引腳，所以全集成型LDO線(xiàn)性穩壓器成為片上系統(SoC)型集成電路中不可或缺的模塊。由于LDO的負載電流變化大，且調整管尺寸較大，為滿(mǎn)足LDO的穩定性要求，必須對LDO進(jìn)行頻率補償。傳統方法是利用負載電容的ESR進(jìn)行補償，但是，全集成型LDO不允許使用片外電容，因此設計一個(gè)不需片外電容，穩定，響應速度快的LDO是面臨的主要挑戰。

　　1 LDO原理與頻率補償

　　LDO線(xiàn)性穩壓器的傳統電路結構如圖1所示，由誤差放大器，緩沖器，調整管M0，分壓電阻RF1，RF2，以及片外濾波電容C0和其寄生的等效串聯(lián)電阻RESR組成。片外電容C0和RESR組成的零點(diǎn)用來(lái)抵消LDO中第2個(gè)極點(diǎn)，從而達到環(huán)路穩定。當沒(méi)有片外電容補償時(shí)，由于輸出負載電流變化大，LDO的輸出極點(diǎn)變化大，環(huán)路穩定性設計變得困難。Leung提出了衰減系數控制頻率補償法(Damping Factor Control Compen-sation，DFC)和引入零點(diǎn)補償，在穩定性，響應時(shí)間方面具有較好的特性。Milliken采用在調整管的輸入端和輸出端之間加入一個(gè)微分器，將調整管輸入節點(diǎn)和輸出節點(diǎn)的2個(gè)極點(diǎn)分離，從而在只使用片內電容時(shí)依然保持穩定。Kwok使用動(dòng)態(tài)密勒電容補償技術(shù)，通過(guò)串聯(lián)一個(gè)在線(xiàn)性區工作的PMOS管作為動(dòng)態(tài)可調電阻，在誤差放大器的輸出端引入一個(gè)動(dòng)態(tài)零點(diǎn)抵消LDO的輸出極點(diǎn)，實(shí)現系統穩定。本文中則采用在負載端引入零點(diǎn)，補償誤差放大器輸出極點(diǎn)的方法，避免了為補償LDO輸出極點(diǎn)，而需要大電容和動(dòng)態(tài)調整電阻的要求，且減小了需要的補償電容值，降低了芯片面積。

　　2 電路設計

　　圖2為所設計的LDO線(xiàn)性穩壓器電路，誤差放大器為折疊式共源共柵結構，由M1～M14組成，M0為輸出調整管，反饋網(wǎng)絡(luò )由RF1，RF2和CF1組成，電容Cc為誤差放大器的補償電容。

　　圖2中電阻電容反饋網(wǎng)絡(luò )的傳輸函數為：

　　這種反饋網(wǎng)絡(luò )產(chǎn)生了一個(gè)零點(diǎn)zf和一個(gè)較高的極點(diǎn)pf，設置極點(diǎn)pf大于單位增益頻率，即RF2／／RF1>1／(CF1·pf)。

　　不施加片外電容時(shí)，LDO的傳輸函數為：

　　式中：Ca，roa為分別誤差放大器輸出a端的寄生電容和輸出電阻；gp0，rp0分別為調整管M0的跨導和小信號輸出電阻；Aamp為誤差放大器的增益。由式(7)增益L0隨著(zhù)負載電流增大而降低，而極點(diǎn)p1隨負載電流增大而升高，極點(diǎn)p2基本保持不變，對于不施加片外電容，其等效串聯(lián)電阻RESR所提供的零點(diǎn)不存在，在輸出負載電流IOUT=0時(shí)，調整管輸出電阻rp0最大，gmp0最小，故小負載電流時(shí)，環(huán)路穩定性變差。為滿(mǎn)足LDO穩定性要求，IOUT必須有一個(gè)最小輸出電流，以保證M0的輸出極點(diǎn)P1不會(huì )太低。為保證極點(diǎn)P2和零點(diǎn)zf相近而抵消，須適當減小調整管M0尺寸。在本應用中，LDO輸入電壓為2．5 V，用于為1．2 V核心電路供電，調整管M0的VDS=1．3 V，所以M0可以取較小尺寸。

　　本設計采用了一階溫度補償帶隙基準電壓源，圖4所示為帶隙基準電壓源的核心電路，這里采用了典型的一階溫度補償電流模結構。其中M1，M2和M3寬長(cháng)比相同，R1=R2，A0為誤差放大器，誤差放大器的同相端接Va端，反相端接Vb端。為了保證電路的穩定性，必須保證電路中由M1，Q1和R1組成的正反饋網(wǎng)絡(luò )的反饋系數小于M2，R2，Q0和R0組成的負反饋網(wǎng)絡(luò )的反饋系數，即要求：

　　運算放大器A0使Va，Vb兩點(diǎn)電壓相等，忽略電阻的溫度系數，電流I0為PTAT電流，I1為CTAT電流。通過(guò)選擇，可以得到-40～+85℃范圍內溫度系數小于4．76ppm／℃。

　　3 仿真驗證

　　該電路采用SMIC 0．25μm CMOS工藝實(shí)現，輸入電源電壓為2．5 V，輸出電壓為1．2 V，作為芯片模擬部分的電源。LDO的環(huán)路穩定性采用Spectre stb仿真，結果如圖5所示，負載電流從1 mA變化到100 mA，整個(gè)系統相位裕度均在40°以上，系統穩定。圖6為負載電流從1 mA到100 mA轉換時(shí)，輸出電壓和輸出電流瞬態(tài)響應曲線(xiàn)。從圖中可以看出，瞬態(tài)響應過(guò)沖小于20 mV，無(wú)振鈴現象產(chǎn)生。圖6為仿真的電源電壓抑制比(PSRR)。低頻時(shí)PSRR好于75 dB。整個(gè)LDO包括基準電壓源共消耗靜態(tài)電流390 μA。

　　4 結語(yǔ)

　　本文設計了一種全集成型LDO線(xiàn)性穩壓器，采用一種簡(jiǎn)單的頻率補償電路，通過(guò)輸出反饋電路引入零點(diǎn)，抵消了LDO產(chǎn)生第二個(gè)極點(diǎn)，獲得較好的穩定性。此方法結構簡(jiǎn)單、不損失環(huán)路開(kāi)環(huán)增益、帶寬高，而且所需要的補償電容小，節省芯片面積和輸出引腳。