新型電力電子器件IGBT 作為功率變換器的核心器件，其驅動(dòng)和保護電路對變換器的可靠運行至關(guān)重要。集成驅動(dòng)是一個(gè)具有完整功能的獨立驅動(dòng)板，具有安裝方便、驅動(dòng)高效、保護可靠等優(yōu)點(diǎn)，是目前大、中功率IGBT 驅動(dòng)和保護的最佳方式。
　　集成驅動(dòng)一般包括板上DC-DC 隔離電源、PWM 信號隔離、功率放大、故障保護等4 個(gè)功能電路，各功能電路之間互相配合，完成IGBT 的驅動(dòng)及保護。輸入電源為板上原邊各功能電路提供電源，兩路DC -DC 隔離電源輸出分別驅動(dòng)上、下半橋開(kāi)關(guān)管，同時(shí)為IGBT 側故障檢測和保護電路提供電源，因此集成驅動(dòng)板上電源是所有電路工作的前提和基礎。
　　文中的半橋IGBT 集成驅動(dòng)板需要兩組隔離的正負電壓輸出，作為IGBT 的驅動(dòng)及保護電路電源。由IGBT 的驅動(dòng)特點(diǎn)可知，其負載特性類(lèi)似于容性負載，要達到可靠、快速的開(kāi)通或關(guān)斷，就要求電源具有很好拉/灌電流能力，即良好的動(dòng)態(tài)特性。半橋IGBT由上、下兩路開(kāi)關(guān)管組成，型號相同，導通、關(guān)斷的驅動(dòng)電壓、電流特性一致，作為雙路隔離DC-DC 電源的負載，其負載特性是穩定的。因此可以設計兩路隔離電源，按照所要驅動(dòng)的最大負載設計，不需要進(jìn)行反饋控制。實(shí)際設計時(shí)必須依據選用的IGBT 開(kāi)關(guān)管參數和工作頻率，核算驅動(dòng)板電源功率是否滿(mǎn)足，若不滿(mǎn)足，則需重新選用開(kāi)關(guān)管。
 
　　1 IGBT 半橋集成驅動(dòng)板電源設計
　　1. 1 IGBT 半橋集成驅動(dòng)板電源特點(diǎn)
　　電力電子變換拓撲中，以半橋IGBT 為基本單元進(jìn)行的拓撲設計最為廣泛，相應地對其有效驅動(dòng)和可靠保護由半橋IGBT 集成驅動(dòng)板實(shí)現。半橋IGBT集成驅動(dòng)板自身必須具備兩路DC-DC 隔離電源，該電源要求占用PCB 面積小、體積緊湊、可靠性高，并且兩組電源副邊完全隔離。在大功率半橋IGBT集成驅動(dòng)單元的項目中，針對驅動(dòng)單元需要高效、可靠的隔離電源，設計了一種電源變壓器原邊控制拓撲，即兩組隔離電源變壓器原邊共用一組全橋控制的思路，提高了電源功率密度和效率，節省了功率開(kāi)關(guān)數量。全橋開(kāi)關(guān)管巧妙搭配，無(wú)需隔離驅動(dòng)，減少了占用集成驅動(dòng)板上的PCB 面積。
　　由于上下半橋的兩個(gè)單元IGBT 性能參數一致、同體封裝，對半橋IGBT 集成驅動(dòng)板上兩路驅動(dòng)表現出的負載特性完全一致，因此在IGBT 半橋集成驅動(dòng)板的電源設計中，兩組隔離的DC-DC 電源原邊完全可以共用一組控制電路。IGBT 半橋集成驅動(dòng)板一般鑲嵌在IGBT 功率模塊上，它對驅動(dòng)板要求有兩個(gè)：
　　第一是半橋集成驅動(dòng)板對PCB 面積、體積要求很高，要求盡可能小的PCB 面積和體積；第二因為驅動(dòng)IGBT需要的功率較大，對板上電源的功率密度、效率要求也較高。
　　1. 2 原邊共用全橋控制的DC-DC 電源設計
　　設計采用全橋電路控制DC-DC 電源變壓器，兩個(gè)變壓器原邊共用一個(gè)全橋開(kāi)關(guān)。正常模式下兩個(gè)全橋變換拓撲需要兩組全橋開(kāi)關(guān)，同時(shí)全橋開(kāi)關(guān)的脈沖驅動(dòng)電路也為兩組共8 路PWM 脈沖。采用共用全橋拓撲節省了控制電路和全橋開(kāi)關(guān)，簡(jiǎn)化了DC-DC 隔離電源電路。由于該電源是給半橋IGBT 驅動(dòng)電路供電，負載穩定且可計算，因此全橋DC-DC 電源采用開(kāi)環(huán)控制，滿(mǎn)足最大功率需求即可。電路原理如圖1所示，該電源由4 部分組成： 4 路PWM 脈沖產(chǎn)生電路、全橋驅動(dòng)開(kāi)關(guān)、電源變壓器及其副邊整流濾波電路。DC-DC 電源輸入為單+ 15 V 電源，輸出為兩組隔離的+ 15 V 和- 10 V 雙電源，采用負電源是為可靠地關(guān)斷IGBT.
　　
　　圖1 原邊共用全橋的DC-DC 原理圖
　　共用全橋開(kāi)關(guān)的兩組DC-DC 隔離電源工作原理為：對角的開(kāi)關(guān)管同時(shí)開(kāi)通，另外一組對角已經(jīng)關(guān)斷，此時(shí)兩組磁芯原邊同時(shí)正反相激磁，副邊耦合，再進(jìn)行全波整流濾波后得到穩定的電源。設計全橋開(kāi)關(guān)工作頻率為360 kHz，同時(shí)采用全波整流，因此副邊不需要很大的濾波、儲能元件，有利于實(shí)現DC -DC 電源小型化。
　　全橋DC-DC 電源參數為： 輸入+ 15 V; 輸出+ 15 V、-10 V; 輸出功率6 W; 工作頻率360 kHz。要求額定負載下動(dòng)態(tài)特性滿(mǎn)足： + 15 V 波動(dòng)《+ 1 V; - 10 V 波動(dòng)《 - 2 V; 工作頻率滿(mǎn)足5%的偏差容限。其中工作頻率由施密特觸發(fā)器CD40106 參數及RC 數值決定。具體參數為： R = 2. 2 kΩ； C =748 pF; VDD = 15 V; V T + = 8. 8 V; V T - = 5. 8 V.根據式（ 1）計算出振蕩頻率為748. 792 kHz，因為設計中多諧振蕩器輸出對2 路RC 充放電，充電電容容量增大一倍，因此振蕩頻率為上述計算頻率的1 /2，即374. 396 kHz。
　　
　　1. 2. 1 原邊共用全橋控制的4 路PWM 信號產(chǎn)生
　　傳統的全橋DC-DC 拓撲由4 只相同的開(kāi)關(guān)管組成，需要2 路互反的PWM 控制信號，每路PWM 信號驅動(dòng)對角的2 只開(kāi)關(guān)管，2 路PWM 信號要求有死區，避免全橋直通。全橋拓撲的上橋臂驅動(dòng)必須隔離，否則無(wú)法完成正確驅動(dòng)，隔離電路一般采用光耦或磁性器件實(shí)現，電路復雜、體積大。設計采用2 個(gè)電源變壓器原邊繞組共用一個(gè)全橋開(kāi)關(guān)，由于系統為+ 15 V單電源輸入，因此全橋開(kāi)關(guān)采用2 片內含PMOS 和NMOS 的SI4532ADY 實(shí)現，此時(shí)PWM 驅動(dòng)脈沖無(wú)需隔離，即不用將全橋的上下臂驅動(dòng)脈沖進(jìn)行隔離，使用振蕩電路的邏輯門(mén)進(jìn)行驅動(dòng)，簡(jiǎn)化了控制電路，同時(shí)該全橋開(kāi)關(guān)為小體積的SO - 8 封裝，實(shí)現了最小PCB 設計。據此原理設計全橋開(kāi)關(guān)需要4 路PWM 脈沖驅動(dòng)，分為2 組，每組內互反，驅動(dòng)對角的PMOS 和NMOS 開(kāi)關(guān)，2 組之間帶有死區，具體的4 路驅動(dòng)脈沖時(shí)序要求如圖2 所示。G11、G2、G22、G1為4路PWM 驅動(dòng)，T1、T11為兩個(gè)DC-DC 電源變壓器，此處只畫(huà)出了原邊繞組，C 為隔直電容，能夠有效地防止變壓器磁芯飽和�？梢钥吹�，對角的開(kāi)關(guān)同時(shí)導通，兩組對角交替開(kāi)關(guān)，兩個(gè)變壓器磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ工作象限，雙向勵磁，有利于實(shí)現高功率密度。
　　采用上述設計，4 路PWM 時(shí)序必須嚴格按照圖2所示產(chǎn)生。一般PWM 驅動(dòng)產(chǎn)生方法用MCU、DSP 或專(zhuān)用IC 產(chǎn)生，難以實(shí)現低成本和緊湊設計。文中對通用多諧振蕩器電路進(jìn)行改進(jìn)，分別增加兩個(gè)二極管、電阻及電容，即可輸出滿(mǎn)足上述要求的4 路PWM 驅動(dòng)信號，簡(jiǎn)化了電源設計，提高了可靠性。
　　
　　圖2 DC-DC 全橋控制原理
1. 2. 2 DC-DC 電源變壓器的選擇及設計
　　系統電源采用全橋驅動(dòng)，磁芯工作在Ⅰ、Ⅲ象限，驅動(dòng)上要能夠防止磁芯飽和，同時(shí)要求效率高、體積小�；�于上述考慮，選用環(huán)形磁芯T10 × 6 × 5，材質(zhì)為PC40，環(huán)形磁芯漏磁小、效率高。具體參數為： μi = 2 400，Ae = 9. 8 mm2，Aw = 28. 2 mm2，J =2A / mm2.系統工作狀態(tài)為： ηB = 90%，Km = 0. 1，fs = 366 kHz，Bm = 2 000 GS，根據PO = Ae × Aw × 2 ×fs × Bm × J × ηB × Km × 10 - 6 得出PO = 9. 8 × 10 - 2 ×28. 2 × 10 - 2 × 2 × 366 × 103 × 2 000 × 2 × 0. 9 × 0. 1 ×10 - 6 = 7. 3 W，理論計算表明，所選磁芯滿(mǎn)足設計的功率要求。
　　變壓器匝數設計是根據式（ 2） 和式（ 3） 計算，其中μi為輸入電壓最小值，ΔVce為額定電流下全橋回路開(kāi)關(guān)管壓降，Dmax = 0. 48; μo為輸出電壓額定值；ΔVd為輸出額定電流下全波整流二極管壓降。理論計算原副邊匝數為：原邊Np = 4. 6 匝，副邊Ns1 = 5. 8匝，Ns2 = 3. 9 匝。
　　
　　實(shí)際調試結果為：原邊p =6 匝，副邊Ns1 = 8 匝，Ns2 =5 匝。
       1. 3 帶死區的4 路互補PWM 信號仿真
　　兩路DC-DC 電源變壓器原邊共用全橋拓撲，全橋電路的4 路PWM 信號是在多諧振蕩器電路的基礎上添加幾個(gè)無(wú)源器件生成的，并且產(chǎn)生的兩組驅動(dòng)信號帶有死區，能夠有效防止全橋開(kāi)關(guān)器件直通。電路的工作原理是：對通用多諧振蕩器輸出加以改進(jìn)，使其充放電電容容量不同，產(chǎn)生2 路充放電曲線(xiàn)略有差異的波形，這個(gè)差異就會(huì )在兩組PWM 波之間產(chǎn)生死區，再分別經(jīng)過(guò)同相器和反相器，即可產(chǎn)生4 路滿(mǎn)足驅動(dòng)要求的PWM 脈沖。
　　4 路PWM 生成電路的Saber 仿真原理圖及仿真結果如圖3（ a） 和圖3（ b）所示。由仿真結果可以看出，4 路PWM 脈沖能夠滿(mǎn)足共用全橋拓撲的控制要求。
　　
　　圖3 Saber 仿真原理結果圖

　　2 實(shí)驗結果
　　圖4（ a）所示為實(shí)際全橋DC-DC 電源變壓器原邊及副邊繞組帶載波形，其中CH1為原邊線(xiàn)圈兩端電壓，CH2為副邊線(xiàn)圈正電壓。由于器件分散性，實(shí)際測試DC-DC 電源工作頻率為366 kHz，頻率偏差為3. 8%，滿(mǎn)足設計要求。圖4（ b）所示為動(dòng)態(tài)加載輸出波形，其中CH1為輸出正電壓，CH2為輸出負電壓。測試時(shí)負載為35 Ω/10 W，可以看到突加突卸額定負載時(shí)輸出正電壓較平穩，波動(dòng)《 1 V，滿(mǎn)足設計要求； 負電壓稍有波動(dòng)，考慮到IGBT 負壓是用來(lái)維持關(guān)斷狀態(tài)，負壓在- 5 ~ - 15 V 即可，因此滿(mǎn)足半橋集成驅動(dòng)電源的要求。
　　
　　圖4 電源變壓器繞組帶載波形及動(dòng)態(tài)加載輸出波形圖

3 結束語(yǔ)
　　針對綠色能源設計需求，結合集成驅動(dòng)板具體使用條件，實(shí)現了DC-DC 隔離電源高效、可靠設計，并且易于和IGBT 模塊集成，易于安裝。該電路以?xún)山M磁芯原邊繞組共用高頻全橋開(kāi)關(guān)的DC-DC 隔離電源； 生成4 路無(wú)需隔離的全橋脈沖信號，實(shí)現了高功率密度的板上電源的緊湊設計。仿真和實(shí)驗結果表明，該電源電路簡(jiǎn)潔、高效、可靠，達到了預期目的。