0 引言
    目前并網(wǎng)逆變器市場(chǎng)上大多采用工頻隔離型并網(wǎng)逆變器，由于工頻變壓器會(huì )使系統效率變低、體積大、成本高等缺點(diǎn)，近年來(lái)，高頻隔離型并網(wǎng)逆變器也逐漸成為研究熱點(diǎn)；但是逆變器的高頻化會(huì )帶來(lái)高電磁干擾(EMI)和高開(kāi)關(guān)損耗，同時(shí)考慮到光伏并網(wǎng)系統作為大功率系統的應用，因此移相全橋軟開(kāi)關(guān)變換器(FB-ZVZCS)很適用于光伏并網(wǎng)中的DC／DC環(huán)節。
    現階段，實(shí)現FB-ZVZCS的方法有很多，主要有滯后橋臂串阻塞二極管、原邊串飽和電抗器，副邊有源鉗位等等；文獻提出了一種副邊無(wú)源鉗位的ZVZCS變換器，本文結合光伏逆變器的特點(diǎn)并從電路結構簡(jiǎn)單、占空比丟失小、副邊整流二極管寄生振蕩小、效率高的角度出發(fā)，采用無(wú)源鉗位的ZVZCS變換器作為光伏升壓移相全橋DC／DC變換器。

1 原理分析及實(shí)現軟開(kāi)關(guān)的條件
1．1 原理分析
    圖1為無(wú)源鉗位的ZVZCS全橋變換器，該電路中超前橋臂通過(guò)并聯(lián)在兩個(gè)開(kāi)關(guān)管V1和V3上電容的C1和C3來(lái)實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)。而實(shí)現滯后橋臂零電流開(kāi)關(guān)，是在續流期間通過(guò)鉗位電容Cc上的電壓反射到漏感Lr上，使得原邊電流迅速下降來(lái)實(shí)現的。

為簡(jiǎn)化電路分析，先作如下假設：所有元件都是理想的；輸出濾波電容很大，可近似為電壓源，輸出濾波電感很大，可近似為電流源；電容C1=C3=Cr，變壓器匝數比為N1／N2=1／k，輸入電壓為Uin，輸出電壓為U0。在半個(gè)周期中，變換器一共有8種工作狀態(tài)，各階段主要波形如圖2所示；
    模式1[t0～t1]
    t0時(shí)刻，V1開(kāi)通，由于變壓器漏感Lr的存在，原邊電流不會(huì )發(fā)生突變，V4零電流開(kāi)通，如圖2所示。電壓Uin作用于漏感Lr，原邊電流Ip為：
   
    模式2[t1～t2]
    t1時(shí)刻，整流二極管VD2、VD3反向關(guān)斷，VD2、VD3兩端的反壓等于U0，無(wú)源鉗位電路開(kāi)始工作，通過(guò)Cc和D2給Cf充電，鉗位電容Cc兩端電壓升高。這段時(shí)間內有：
   
    模式3[t2～t3]
    t2時(shí)刻，二極管D2關(guān)斷，整流二極管VD2和VD3承受nUin電壓，原邊電流nI0，在這段時(shí)間內，變換器經(jīng)變壓器向負載提供能量，Cc上電壓充至UCc(t2)=Uin-U0／2n并保持不變。
    模式4[t3～t4]
    t3時(shí)刻，V1關(guān)斷，由于并聯(lián)C1，V1實(shí)現了ZVS關(guān)斷，電容C1開(kāi)始充電，C3開(kāi)始放電。
    模式5[t4～t5]
    在t4時(shí)刻，鉗位二極管D1開(kāi)始工作，原邊不足以向副邊提供能量，Cc通過(guò)Lf、Cf、D1開(kāi)始向負載提供能量，同時(shí)C1繼續充電、C3放電至t5時(shí)刻。
    模式6[t5～t6]
    t5時(shí)刻，C3放電完畢，續流二極管D3開(kāi)始導通，為V3實(shí)現零電壓開(kāi)通提供了條件。V4處于續流狀態(tài)，此時(shí)原邊電流迅速下降，負載電流主要由鉗位電容Cc提供，流過(guò)Cc的電流增大，在t6時(shí)刻原邊電流減小為零，此時(shí)Cc的電流值達到最大。
    模式7[t6～t6]
    t6時(shí)刻，原邊電流為零，負載電流全部由鉗位電容Cc提供，整流二極管兩端承受的反壓隨鉗位電容Cc的放電下降。
    模式8[t7～t8]
    t7時(shí)刻，鉗位電容Cc中的能量被全部釋放，整流二極管VD1～VD4開(kāi)始續流，變壓器原邊電流為零并且保持。在t8時(shí)刻關(guān)斷V4，實(shí)現了零電流關(guān)斷并結束前半個(gè)周期的換流；下一個(gè)時(shí)刻，V2零電流開(kāi)通，開(kāi)始進(jìn)入下半個(gè)周期的循環(huán)，工作模式和上述分析基本相同。
1．2 實(shí)現軟開(kāi)關(guān)的條件
1．2．1 超前臂實(shí)覡ZVS條件
    為實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān)，要求要有足夠的能量來(lái)使得同一橋臂開(kāi)關(guān)管兩端并聯(lián)的電容充、放電，從而讓即將開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管自然導通。所以要實(shí)現超前橋臂的零電壓開(kāi)關(guān)，需要在開(kāi)關(guān)管導通和關(guān)斷之前將電容C1和C3上的電荷抽走。根據模式4可得到最小死區時(shí)間。
    Td>(C1+C2)Uin／2nI0      (3)
1．2．2 滯后臂實(shí)現ZCS條件
    變壓器漏感Lr的大小是以能實(shí)現滯后橋臂ZCS為前提的，假設滯后臂開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通時(shí)間為ton，要實(shí)現ZCS需要(t1-t0)>>ton，則根據工作模式1可得：
    Lr=Uint／Ip(t)≥Uin(t1-t0)／2nI0≥Uinton／2nI0    (4)

2 關(guān)鍵參數的設計
    變換器采用了移相控制，超前臂兩開(kāi)關(guān)管互補180°導通，兩開(kāi)關(guān)管驅動(dòng)信號之間設置一定死區，滯后臂設置與超前臂相同，只是在相位上有一定的滯后，滯后角度反映了有效占空比的大小。設計步驟如下：
    (1)設置兩對橋臂的死區時(shí)間Td；
    (2)設置占空比D，計算匝比k；
    (3)根據式(1)算出諧振電感Lr，根據式(2)求出鉗位電容Cc；

3 仿真研究
    為了檢驗上述分析，采用matlab仿真軟件對無(wú)源鉗位的ZVZCS全橋變換器進(jìn)行開(kāi)環(huán)仿真(如圖3所示)，根據以上分析，設計電路參數為：輸入電壓Uin=36V，輸出Uo=400V，輸出功率Po=1000W，移相角30°，開(kāi)關(guān)管頻率fs=20kHz，輸出濾波電容Cf=100 μF，輸出濾波電感Lf=3mH，超前橋臂開(kāi)關(guān)管并聯(lián)電容C1=C3=0．2 μF，輸入濾波電容Cin=1000μF，諧振電感Lr=0．36 μH，鉗位電容Cc=100nF，仿真結果如下：

    圖3為超前臂G1的管壓降和驅動(dòng)波形；在G1導通之前VDS1下降為零，在G1關(guān)斷之前，VDS1保持為零，因此超前臂實(shí)現了ZVS。圖4為滯后臂G3的驅動(dòng)電壓和流過(guò)G3電流波形；在G3開(kāi)通之前，Ip電流保持為0，在G3關(guān)斷之前Ip電流下降為0，滯后臂實(shí)現了ZCS。圖5為變壓器原、副邊的電壓波形；原邊與副邊的占空比存在差異，副邊電壓上升比原邊電壓上升略微滯后，這是由變壓器原邊漏感Lr造成的；而在電壓下降時(shí)副邊電壓也滯后于原邊電壓，這是由無(wú)源鉗位電路所造成；總體來(lái)看，較傳統的ZVS變換器器占空比丟失有所減小。圖6是副邊整流二極管電壓、電流波形，經(jīng)過(guò)計算二極管電壓尖峰理論值為535V，實(shí)際副邊尖峰電壓約540V，二極管電流尖峰理論值5．1A，實(shí)際電流尖峰5．4A較傳統的ZVS變換器尖峰明顯減小。圖7是負載R輸出電壓、電流波形，由仿真圖可以看出，輸出電壓最終穩定在400V左右，輸出電流最終接近2．5A，輸出功率Po=1000W。

4 結束語(yǔ)
    本文結合光伏并網(wǎng)逆變器的特點(diǎn)介紹了一種無(wú)源鉗位的ZVZCS變換器，此變換器較好地實(shí)現了超前臂的ZVS、滯后橋臂的ZCS，降低了系統的損耗；且原副邊占空比丟失較傳統的ZVS變換器有所減小，副邊整流二極管的寄生振蕩基本得到消除；設計了一套1kW的參數，通過(guò)matlab軟件仿真初步驗證了此變換器的正確性和可行性。