引言
長(cháng)期以來(lái)，MP3播放器、個(gè)人媒體播放器、數碼相機以及其他便攜式消費類(lèi)應用的設計人員面臨的一項挑戰是實(shí)現產(chǎn)品的高性能和低功耗。這些電池供電系統通常都使用嵌入式數字信號處理器（DSP），當系統處理多媒體應用任務(wù)時(shí)，DSP能達到最大處理能力，而當系統處于睡眠模式時(shí)，DSP具有最小的功耗。電池壽命在手持式產(chǎn)品中是非常重要的指標，產(chǎn)品成功與否與供電系統的效率直接相關(guān)。
此類(lèi)系統中的一個(gè)關(guān)鍵部件是降壓式DC-DC開(kāi)關(guān)穩壓器，它能夠高效地從較高電壓獲得較低的供電電壓，如從4.5 V獲得1V的供電電壓。作為穩壓器，其必須保持恒定的電壓，而且能夠對輸入電壓的變化以及負載電流的變化迅速做出響應。本文將討論的架構具有優(yōu)良的穩壓性能以及高效率和快速響應的優(yōu)點(diǎn)。

開(kāi)關(guān)穩壓器剖析
圖1示出了ADI公司ADP2102的典型應用電路，這是一款低占空比、3 MHz同步整流降壓轉換器。ADP2102具有固定輸出電壓和可調輸出電壓的多種配置。這里將ADP2102連接成固定輸出電壓配置，由5.5 V的輸入電壓產(chǎn)生300mA、0.8 V輸出電壓。接下來(lái)給出輸出電壓可調的應用示例。

圖1.使用ADP2102由5.5 V輸入產(chǎn)生0.8 V輸出
這里將簡(jiǎn)單地解釋該電路的工作原理：將DC輸出電壓的分壓與誤差放大器中的內部參考源比較，然后將誤差放大器的輸出與電流采樣放大器的輸出比較，以驅動(dòng)單穩態(tài)觸發(fā)器。單穩態(tài)觸發(fā)器在由VOUT/VIN確定的時(shí)間周期內處于暫穩態(tài)。單穩態(tài)觸發(fā)器使上面的門(mén)控晶體管導通，電感L1中的電流逐漸變大。當單穩態(tài)觸發(fā)器的暫穩態(tài)結束時(shí)，晶體管截止，電感L1中的電流逐漸變小。在由最小關(guān)斷時(shí)間定時(shí)器和最�。�“谷值”）電流確定的時(shí)間間隔之后，單穩態(tài)觸發(fā)器再次被觸發(fā)。芯片內的單穩態(tài)觸發(fā)定時(shí)器使用輸入電壓前饋，使得穩態(tài)時(shí)保持恒定的頻率。
該振蕩以不確定的頻率（大約為3MHz）持續進(jìn)行，但是在必要的情況下可以響應線(xiàn)路和負載的瞬態(tài)變化而偏離該頻率，以便輸出電壓保持恒定，并且使電感電流的平均值保持在輸出負載所需要的電流值。
上文描述的方法是相對新穎的。多年來(lái)，DC-DC變換的主要方法是恒頻峰值電流方法，當該方法在降壓式DC-DC轉換器中實(shí)現時(shí)，其還被稱(chēng)為后沿調制。有關(guān)該方法的詳細描述、對其優(yōu)缺點(diǎn)的評估以及上文描述的恒定導通時(shí)間谷值電流模式轉換器，請參考其他技術(shù)文章。
ADP2012還具有欠壓閉鎖功能、軟啟動(dòng)功能、過(guò)熱保護功能和短路保護功能，并且具有±1%的反饋精度。該架構能夠使主開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間低至60 ns或更低。
圖2示出了不同條件下的典型波形。圖2a示出了在ILOAD=600mA，電壓從VIN=5.5V減小到VOUT=0.8V時(shí)的低占空比。如圖中所示，在3MHz的開(kāi)關(guān)頻率下，可以獲得45 ns的最小導通時(shí)間。
圖2b示出了負載電流突增300mA時(shí)，負載電流和電感電流波形。
圖2c示出了負載電流突減300mA時(shí)，負載電流和電感電流波形。
圖2d示出了在占空比為50%時(shí)不存在次諧波振蕩，而使用峰值電流模式控制時(shí)必須在設計時(shí)加以考慮。當占空比大于或小于50％時(shí)，同樣不存在次諧波振蕩。

圖2a. VIN = 5.5 V，VOUT = 0.8 V，最小導通時(shí)間=45 ns

圖2b.突加負載瞬態(tài)響應（ILOAD = 300 mA）

圖2c.突減負載瞬態(tài)響應（ILOAD = 300 mA）

圖2d.占空比= 50%，VIN = 3.3 V，VOUT = 1.8 V，ILOAD = 300 mA

DSP應用中的動(dòng)態(tài)電壓調節
在使用DSP的便攜式應用中，通常由開(kāi)關(guān)轉換器提供DSP的內核電壓和I/O電壓，這需要使用電池供電應用的高效率DC-DC轉換器。提供內核電壓的穩壓器必須能夠基于處理器的時(shí)鐘速度動(dòng)態(tài)改變電壓或者按照軟件的指令動(dòng)態(tài)改變電壓。另外，整體解決方案的小尺寸也同樣重要。
這里描述的是，在電池供電的應用中將Blackfin處理器的內部穩壓器更換為外部高效率穩壓器，以提高系統供電效率。而且，這里還介紹了用于外部穩壓器的控制軟件。
動(dòng)態(tài)電源管理
處理器的功耗與工作電壓（VCORE）的平方成正比，并且與工作頻率（FSW）成正比。因此，降低頻率能夠使動(dòng)態(tài)功耗線(xiàn)性下降，而降低內核電壓可以使動(dòng)態(tài)功耗指數下降。
在對功耗敏感的應用中，當DSP僅簡(jiǎn)單地監視系統活動(dòng)或者等待外部觸發(fā)信號時(shí)，在保持供電電壓不變的情況下改變時(shí)鐘頻率，這對降低功耗是非常有用的。然而，在高性能電池供電的應用中，僅改變頻率并不能顯著(zhù)節約電能。Blackfin處理器以及其他的具有高級電源管理功能的DSP可以依次改變內核電壓和頻率，由此可以在任何情況下均實(shí)現最優(yōu)的電池利用。
ADSP-BF53x系列Blackfin處理器中的動(dòng)態(tài)電壓的穩壓通常是由內部電壓控制器和外部MOSFET實(shí)現的。該方法的優(yōu)點(diǎn)在于，可以將單電壓（VDDEXT）施加到DSP子系統，從MOSFET得到的所需的內核電壓（VDDINT）。通過(guò)內部寄存器可以軟件控制內核電壓，以便于控制MIPS，并且最終控制能耗，由此實(shí)現最優(yōu)的電池壽命。
為了完整地實(shí)現Blackfin內部穩壓方案，需要一個(gè)外部MOSFET、肖特基二極管、大電感和多個(gè)輸出電容器，該解決方案價(jià)格相對昂貴，效率卻很差，而且占用的PCB板面積是相對較大的，這給系統設計人員帶來(lái)了很大的矛盾，在集成穩壓器中需要使用大電感和電容器，不利于消費者所希望的便攜式設備盡可能小型化。該集成穩壓控制器的效率是相對較低，通常僅為50%~70%，因此該方法不太適用于高性能手持式電池供電應用。
外部穩壓
通過(guò)新型DC-DC開(kāi)關(guān)轉換器設計方法，可以將Blackfin集成方法本身的效率提高到90%或更高。而且，在使用外部穩壓器時(shí)可以減小外部元件的尺寸。
還可以使用多種動(dòng)態(tài)電壓調整（DVS）控制方案，包括開(kāi)關(guān)電阻器（其在某些情況中可由DAC實(shí)現）和脈寬調制（PWM）（其可以實(shí)現與內部方法相同的精度）。不論使用哪種方案，其必須能夠通過(guò)軟件控制改變穩壓電平。上述穩壓控制方法在內部穩壓器是集成的，而在外部穩壓中必須通過(guò)外加器件來(lái)實(shí)現。
本文描述了兩種使用ADP2102同步DC-DC轉換器調節DSP內核電壓的方法，當處理器在低時(shí)鐘速度下運行時(shí)，可動(dòng)態(tài)地將內核電壓從1.2 V調節到1.0V.
ADP2102高速同步開(kāi)關(guān)轉換器在由2.7V~5.5V的電池電壓供電時(shí)，可以使內核電壓低到0.8 V.其恒定導通時(shí)間的電流模式控制以及3MHz開(kāi)關(guān)頻率提供了優(yōu)良的動(dòng)態(tài)響應、非常高的效率和出色的源調整率和負載調整率。較高的開(kāi)關(guān)頻率允許系統使用超小型多層電感和陶瓷電容器。ADP2102采用3 mm×3 mm LFCSP封裝，節約了空間，僅需要三或四個(gè)外部元件。而且ADP2102包括完善的功能，諸如各種安全特征，如欠壓閉鎖、短路保護和過(guò)熱保護。
圖3示出了實(shí)現DVS的電路。ADSP-BF533 EZ-KIT Lite評估板上的3.3 V電源為降壓轉換器ADP2102供電，使用外部電阻分壓器R1和R2將ADP2102的輸出電壓設定為1.2 V.DSP的GPIO引腳用于選擇所需的內核電壓。改變反饋電阻值可以在1.2 V~1.0 V的范圍內調節內核電壓。通過(guò)與R2并聯(lián)的電阻R3，N溝MOSFET可以修改分壓器。相比于R3，IRLML2402的RDSon較小，僅為0.25Ω。3.3 V的GPIO電壓用于驅動(dòng)MOSFET的柵極。為了獲得更好的瞬態(tài)性能并改善負載調整率，需要加入前饋電容器CFF.

圖3.使用外部MOSFET和Blackfin PWM控制進(jìn)行ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調整
對于雙電平開(kāi)關(guān)，一般的應用要求是：
DSP內核電壓（VOUT1）= 1.2 V
DSP內核電壓（VOUT2）= 1.0 V
輸入電壓= 3.3 V
輸出電流= 300 mA
使用高阻值的分壓電阻可將功率損失降到最低。前饋電容在開(kāi)關(guān)過(guò)程中降低柵漏電容的影響。通過(guò)使用較小的反饋電阻和較大的前饋電容可以使該暫態(tài)過(guò)程中引起的過(guò)沖或下沖最小，但這是以額外的功耗為代價(jià)的。
圖4示出了輸出電流IOUT、輸出電壓VOUT和控制電壓VSEL.VSEL為低電平時(shí)，輸出電壓為1.0 V，VSEL為高電平時(shí)，輸出電壓為1.2 V.


圖4.通過(guò)MOSFET調節下面的反饋電阻器
一種較簡(jiǎn)單的方法可生成用于DVS的兩個(gè)不同的電壓，其使用控制電壓VC通過(guò)另外的電阻將電流注入到反饋網(wǎng)絡(luò )中。調節控制電壓的占空比可以改變其平均DC電平。因此使用一個(gè)控制電壓和電阻可以調節輸出電壓。下面的公式用于計算電阻R2、R3的值以及控制電壓幅度電平VC_LOW和VC_HIGH.
（1）

（2）
對于VOUT1 = 1.2 V，VOUT2 = 1.0 V，VFB = 0.8 V，VC_LOW = 3.3 V，VC_HIGH = 0 V，和R1= 49.9 kohm，R2 and R3可以如下計算
（3）

（4）
該方法產(chǎn)生了更加平滑的變換。不同于MOSFET開(kāi)關(guān)方法，能夠驅動(dòng)電阻負載的任何控制電壓均可用于該方案，而MOSFET開(kāi)關(guān)方法僅能夠用于驅動(dòng)電容負載的控制信號源。該方法可以適用于任何輸出電壓組合和輸出負載電流。因此，根據需要調整內核電壓，便可以降低DSP的功耗。圖5示出了使用該電流注入方法的兩個(gè)輸出電壓之間的變換。

圖5.使用控制電壓VC進(jìn)行ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調整

圖6.通過(guò)控制電壓調節下面的反饋電阻器