本文詳細介紹了開(kāi)關(guān)電源（SMPS）中各個(gè)元器件損耗的計算和預測技術(shù)，并討論了提高開(kāi)關(guān)調節器效率的相關(guān)技術(shù)和特點(diǎn)，以選擇最合適的芯片來(lái)達到高效指標。本文介紹了影響開(kāi)關(guān)電源效率的基本因素，可以以此作為新設計的準則。我們將從一般性介紹開(kāi)始，然后針對特定的開(kāi)關(guān)元件的損耗進(jìn)行討論。
一、效率估計
能量轉換系統必定存在能耗，雖然實(shí)際應用中無(wú)法獲得100%的轉換效率，但是，一個(gè)高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%.
絕大多數電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數據資料中給出了這些參數。Maxim的數據資料給出了實(shí)際測試得到的數據，其他廠(chǎng)商也會(huì )給出實(shí)際測量的結果，但我們只能對我們自己的數據擔保。圖1給出了一個(gè)SMPS降壓轉換器的電路實(shí)例，轉換效率可以達到97%，即使在輕載時(shí)也能保持較高效率。
采用什么秘訣才能達到如此高的效率？我們最好從了解SMPS損耗的公共問(wèn)題開(kāi)始，開(kāi)關(guān)電源的損耗大部分來(lái)自開(kāi)關(guān)器件（MOSFET和二極管），另外小部分損耗來(lái)自電感和電容。但是，如果使用非常廉價(jià)的電感和電容（具有較高電阻），將會(huì )導致?lián)p耗明顯增大。
選擇IC時(shí)，需要考慮控制器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。例如，圖1采用了多種方法來(lái)降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態(tài)電流和跳脈沖控制模式。我們將在本文展開(kāi)討論這些措施帶來(lái)的好處。
圖1. MAX1556降壓轉換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，可以達到95%的轉換效率，效率曲線(xiàn)如圖所示。
二、降壓型SMPS
損耗是任何SMPS架構都面臨的問(wèn)題，我們在此以圖2所示降壓型（或buck）轉換器為例進(jìn)行討論，圖中標明各點(diǎn)的開(kāi)關(guān)波形，用于后續計算。
圖2.通用降壓型SMPS電路和相關(guān)波形，對于理解SMPS架構提供了一個(gè)很好的參考實(shí)例。
降壓轉換器的主要功能是把一個(gè)較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個(gè)要求，MOSFET以固定頻率（fS），在脈寬調制信號（PWM）的控制下進(jìn)行開(kāi)、關(guān)操作。當MOSFET導通時(shí)，輸入電壓給電感和電容（L和COUT）充電，通過(guò)它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線(xiàn)性上升，電流回路如圖2中的回路1所示。當MOSFET斷開(kāi)時(shí)，輸入電壓斷開(kāi)與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線(xiàn)性下降，電流流過(guò)二極管，電流回路如圖中的環(huán)路2所示。MOSFET的導通時(shí)間定義為PWM信號的占空比（D）。D把每個(gè)開(kāi)關(guān)周期分成[D×tS]和[（1 - D）×tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET的導通時(shí)間（環(huán)路1）和二極管的導通時(shí)間（環(huán)路2）。所有SMPS拓撲（降壓、反相等）都采用這種方式劃分開(kāi)關(guān)周期，實(shí)現電壓轉換。對于降壓轉換電路，較大的占空比將向負載傳輸較多的能量，平均輸出電壓增加。相反，占空比較低時(shí)，平均輸出電壓也會(huì )降低。根據這個(gè)關(guān)系，可以得到以下理想情況下（不考慮二極管或MOSFET的壓降）降壓型SMPS的轉換公式：VOUT = D×VIN IIN = D×IOUT需要注意的是，任何SMPS在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內處于某個(gè)狀態(tài)的時(shí)間越長(cháng)，那么它在這個(gè)狀態(tài)所造成的損耗也越大。對于降壓型轉換器，D越低（相應的VOUT越低），回路2產(chǎn)生的損耗也大。
1、開(kāi)關(guān)器件的損耗MOSFET傳導損耗
圖3.典型的降壓型轉換器的MOSFET電流波形，用于估算MOSFET的傳導損耗？下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡(jiǎn)單的I2項？ PCOND（MOSFET） = [（IP3 - IV3）/3]×RDS（ON）×D = [（IP3 - IV3）/3]×RDS（ON）×VOUT/VIN式中，IP和IV分別對應于電流波形的峰值和谷值，如圖3所示？MOSFET電流從IV線(xiàn)性上升到IP，例如：如果IV為0.25A，IP為1.75A，RDS（ON）為0.1Ω，VOUT為VIN/2 （D = 0.5），基于平均電流（1A）的計算結果為： PCOND（MOSFET） （使用平均電流） = 12×0.1×0.5 = 0.050W.
利用波形積分進(jìn)行更準確的計算： PCOND（MOSFET） （使用電流波形積分進(jìn)行計算） = [（1.753 - 0.253）/3]×0.1×0.5 = 0.089W或近似為78%，高于按照平均電流計算得到的結果？對于峰均比較小的電流波形，兩種計算結果的差別很小，利用平均電流計算即可滿(mǎn)足要求？
2、二極管傳導損耗
MOSFET的傳導損耗與RDS（ON）成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決于正向導通電壓（VF）。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF和導通時(shí)間成正比。由于MOSFET斷開(kāi)時(shí)二極管導通，二極管的傳導損耗（PCOND（DIODE））近似為：PCOND（DIODE） = IDIODE（ON）×VF×（1 - D）式中，IDIODE（ON）為二極管導通期間的平均電流。圖2所示，二極管導通期間的平均電流為IOUT，因此，對于降壓型轉換器，PCOND（DIODE）可以按照下式估算：PCOND（DIODE） = IOUT×VF×（1 - VOUT/VIN）與MOSFET功耗計算不同，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I成正比，而不是I？。顯然，MOSFET或二極管的導通時(shí)間越長(cháng)，傳導損耗也越大。對于降壓型轉換器，輸出電壓越低，二極管產(chǎn)生的功耗也越大，因為它處于導通狀態(tài)的時(shí)間越長(cháng)。
3、開(kāi)關(guān)動(dòng)態(tài)損耗
由于開(kāi)關(guān)損耗是由開(kāi)關(guān)的非理想狀態(tài)引起的，很難估算MOSFET和二極管的開(kāi)關(guān)損耗，器件從完全導通到完全關(guān)閉或從完全關(guān)閉到完全導通需要一定時(shí)間，在這個(gè)過(guò)程中會(huì )產(chǎn)生功率損耗。
圖4所示MOSFET的漏源電壓（VDS）和漏源電流（IDS）的關(guān)系圖可以很好地解釋MOSFET在過(guò)渡過(guò)程中的開(kāi)關(guān)損耗，從上半部分波形可以看出，tSW（ON）和tSW（OFF）期間電壓和電流發(fā)生瞬變，MOSFET的電容進(jìn)行充電、放電。圖4所示，VDS降到最終導通狀態(tài)（= ID×RDS（ON））之前，滿(mǎn)負荷電流（ID）流過(guò)MOSFET.相反，關(guān)斷時(shí)，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關(guān)斷狀態(tài)的最終值。開(kāi)關(guān)過(guò)程中，電壓和電流的交疊部分即為造成開(kāi)關(guān)損耗的來(lái)源，從圖4可以清楚地看到這一點(diǎn)。
圖4.開(kāi)關(guān)損耗發(fā)生在MOSFET通、斷期間的過(guò)渡過(guò)程開(kāi)關(guān)損耗隨著(zhù)SMPS頻率的升高而增大，這一點(diǎn)很容易理解，隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率提高（周期縮短），開(kāi)關(guān)過(guò)渡時(shí)間所占比例增大，從而增大開(kāi)關(guān)損耗。開(kāi)關(guān)轉換過(guò)程中，開(kāi)關(guān)時(shí)間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開(kāi)關(guān)時(shí)間為占空比的十分之一的情況。由于開(kāi)關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時(shí)，開(kāi)關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。
