簡(jiǎn)介

交調失真(IMD)是用于衡量放大器、增益模塊、混頻器和其他射頻元件線(xiàn)性度的一項常用指標。二階和三階交調截點(diǎn)(IP2和IP3)是這些規格參數的品質(zhì)因素，以其為基礎可以計算不同信號幅度下的失真積。雖然射頻工程師們非常熟悉這些規格參數，但當將其用于A(yíng)DC時(shí)往往會(huì )產(chǎn)生一些困惑。本教程首先在A(yíng)DC的框架下對交調失真進(jìn)行定義，然后指出將IP2和IP3的定義應用于A(yíng)DC時(shí)必須采取的一些預防措施。

雙音交調失真(IMD)
測量雙音交調失真時(shí)，要將兩個(gè)頻譜純凈的正弦波在頻率f1和f2下應用于A(yíng)DC,這兩個(gè)頻率一般距離相對較近。將每個(gè)音的幅度設為比滿(mǎn)量程低，數值略微超過(guò)6dB即可，以便兩個(gè)音相位增加時(shí)，ADC不會(huì )出現削波。二階和三階積的位置如圖1所示。請注意，二階積處于數字濾波器可以消除的頻率位置。然而，三階積2f2-f1和2f1-f2接近原始信號，過(guò)濾的難度更大。除非另有說(shuō)明，雙音交調失真指這些"近距"三階積。交調失真積值一般以dBc為單位，相對于兩個(gè)原始音之一的值，而不是兩者之和。

然而，請注意，如果兩個(gè)音接近fs/4,則基波的混疊三次諧波可能使2f2-f1和2f1-f2真實(shí)積的識別變得異常困難。其原因在于，fs/4的三次諧波為3fs/4,而混疊出現在fs-3fs/4=fs/4頻率處。類(lèi)似地，如果兩個(gè)音接近fs/3,則混疊二次諧波可能會(huì )干擾測量。原理同上，fs/3的二次諧波為2fs/3,混疊出現在fs-2fs/3=fs/3處。

二階和三階交調截點(diǎn)(IP2,IP3)、1-dB壓縮點(diǎn)
三階交調失真積在多通道通信系統中尤其麻煩，這種應用中，通道隔離在整個(gè)頻段保持不變。三階交調失真積在有大信號的情況下可能掩蓋住小信號。
在放大器、混頻器和其他射頻元件中，一般以三階交調截點(diǎn)(IP3)來(lái)表示三階交調失真積，如圖2所示。兩個(gè)頻譜純潔的音被應用于該系統。單音的輸出信號功率(單位：dBm)以及三階積的相對幅度(以一個(gè)單音為基準)表示為輸入信號功率的函數�；�波表示為圖中的slope=1曲線(xiàn)。如果通過(guò)冪級數展開(kāi)逼近系統非線(xiàn)性度，則信號每增加1dB,二階IMD(IMD2)幅度將增加2dB,如圖中slope=2曲線(xiàn)所示。
類(lèi)似地，信號每增加1dB,三階IMD(IMD3)幅度就增加3dB,如圖中slope=3曲線(xiàn)所示。
在一個(gè)低電平雙音輸入信號和兩個(gè)數據點(diǎn)下，則可以繪制出二階和三階交調失真線(xiàn)，如圖2所示(其原理是，一個(gè)點(diǎn)和一個(gè)斜率定義一條直線(xiàn))。
然而，輸入信號一旦達到某種水平，輸出信號就會(huì )開(kāi)始軟限制或壓縮。這里一個(gè)相關(guān)參數是1dB壓縮點(diǎn)。這就是輸出信號從一個(gè)理想的輸入/輸出傳遞函數壓縮1dB的點(diǎn)。在圖2中，該點(diǎn)處于理想斜率=1線(xiàn)變成虛線(xiàn)與實(shí)際響應表現出壓縮跡象(實(shí)線(xiàn))之間的區域中。
然而，二階和三階交調截線(xiàn)都可以延長(cháng)，與理想輸出信號線(xiàn)的延長(cháng)線(xiàn)(虛線(xiàn))相交。這些交點(diǎn)分別稱(chēng)為二階和三階交調截點(diǎn)，表示為IP2和IP3.這些功率電平值通常以傳導至一個(gè)匹配負載(通常但不一定為50)的器件輸出功率為基準，表示為dBm.
應當注意，IP2、IP3和1dB壓縮點(diǎn)都是頻率的函數，不出所料，頻率越高，失真越嚴重。
對于給定的頻率，在已知三階交調截點(diǎn)的情況下，可以計算出三階IMD積的近似電平值(為輸出信號電平的函數)。

二階和三階交調截點(diǎn)的概念對ADC無(wú)效，因為，在這種情況下，失真積的變化不可預測(作為信號幅度的函數)。ADC并不是逐漸開(kāi)始壓縮接近滿(mǎn)量程的信號(不存在1dB壓縮點(diǎn));一旦信號超過(guò)ADC輸入范圍，ADC就會(huì )充當硬限幅器，從而因削波而突然產(chǎn)生數量極大的失真。另一方面，對于遠遠低于滿(mǎn)量程的信號，失真底保持相對穩定，不受信號電平影響，如圖3所示。

圖3中的IMD曲線(xiàn)分為三個(gè)區域。對于低電平輸入信號，IMD積保持相對穩定，不受信號電平的影響。這就意味著(zhù)，當輸入信號增加1dB時(shí)，該信號與IMD電平的比值也會(huì )增加1dB.

當輸入信號處于A(yíng)DC滿(mǎn)量程范圍的幾dB之內時(shí)，IMD可能開(kāi)始增加(但在設計優(yōu)良的ADC中可能不會(huì )如此)。出現這種現象的確切電平取決于具體的ADC--有些ADC在其滿(mǎn)量程輸入范圍內，其IMD積不會(huì )顯著(zhù)增大，但多數ADC會(huì )。當輸入信號繼續增加并超過(guò)滿(mǎn)量程范圍時(shí)，ADC應充當理想的限幅器，IMD積將變得非常大。出于對此類(lèi)原因的考慮，ADC并無(wú)二階和三階IMD交調截點(diǎn)額定值。需要注意的是，DAC實(shí)際上存在同樣的情況。在兩種情況下，單音或多音SFDR(無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍)額定值是廣受認可的數據轉換器失真性能的衡量指標。

多音無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍
通信應用通常需要測量雙音和多音SFDR.信號音數量越多，越接近蜂窩電話(huà)系統(如AMPS或GSM)的寬帶頻譜。圖4所示為AD944414位80-MSPSADC的雙音交調性能。兩個(gè)輸入音的頻率分別為69.3MHz和70.3MHz,位于第二奈奎斯特區。

因此，混疊音出現在9.7MHz和10.7MHz,位于第一奈奎斯特區。圖4同時(shí)顯示了所有混疊IMD積的位置。高SFDR會(huì )增強接收器在有大信號時(shí)捕獲小信號的能力，并防止小信號被大信號的交調積掩蓋。圖5所示為AD9444雙音SFDR(為輸入信號幅度的函數)，其中，兩個(gè)音的輸入頻率相同。

總結
交調失真(IMD2、IMD3)和交調截點(diǎn)(IP2、IP3)是混頻器、LNA、增益模塊、放大器等射頻元件的常用規格參數。通過(guò)冪級數展開(kāi)來(lái)模擬這些器件的非線(xiàn)性度，可以基于交調截點(diǎn)IP2和IP3來(lái)預測各種信號幅度的失真電平。與放大器和混頻器不同，ADC失真(尤其是低電平信號)并不適用簡(jiǎn)單的冪級數展開(kāi)模型，因此，交調截點(diǎn)IP2和IP3無(wú)法用于預測失真性能。另外，當輸入信號超過(guò)滿(mǎn)量程范圍時(shí)，ADC將充當理想的限幅器，而放大器和混頻器一般充當軟限幅器。
盡管存在這些差異，但在通信應用中，了解ADC的雙音IMD性能至關(guān)重要。較好的數據手冊會(huì )針對多種輸入信號頻率和幅度提供這種數據。除此以外，ADIsimADCTM程序可用于評估各種ADC在系統應用要求的具體頻率和幅度下的性能。ADIsimADC程序充當虛擬評估板的作用，可以從ADI網(wǎng)站下載，同時(shí)還可下載針對IF采樣ADC的最新模型。該程序基于FFT引擎，可以精確地計算出單音和雙音輸入信號的SNR、SFDR和IMD值。