本文主要通過(guò)對Droop法DC/DC變換器并聯(lián)均流技術(shù)的研究，設計了一種基于反激式電路拓撲的兩個(gè)DC/DC變換器并聯(lián)輸出的均流變換器。
單端反激電路的電路拓撲及工作原理
電路拓撲
圖1 反激式變換器
反激式變換器是在基本Buck-Boost變換器中插入變壓器形成的，線(xiàn)路組成見(jiàn)圖1所示。變壓器原邊繞組其實(shí)是充當一個(gè)儲能電感的作用，后文將敘述到初級電感量的設計將影響到反激式變換器的工作模式。
電路工作的第一階段是能量存儲階段，此時(shí)開(kāi)關(guān)管Tr導通，原邊繞組電流Ip的線(xiàn)性變化遵循式(1)。
 (1)
電路工作的第二階段是能量傳送階段，此時(shí)開(kāi)關(guān)管Tr關(guān)斷，原邊電流為零，副邊整流二極管D導通，出現感生電流。并且按照功率恒定原則，副邊繞組安匝值與原邊安匝值相等。副邊繞組電流Is遵循式(2)。
 (2)
其中為副邊繞組電壓，為變壓器副邊的等效電感。
電路工作模式
(1)工作模式改變的條件
如圖1所示的變換器，設開(kāi)關(guān)管導通占空比為D1，二極管導通占空比為D2，工作周期為T(mén)s，按穩態(tài)電感電流增量相等原則有：
 (3)
連續模式時(shí)，D1期間(開(kāi)關(guān)管導通，二極管截止)存儲在L上的能量在D2期間(開(kāi)關(guān)管截止，二極管導通)沒(méi)有完全放完，故有：
 (4)
不連續模式時(shí)，D1期間(開(kāi)關(guān)管導通，二極管截止)存儲在L上的能量在小于D2期間(開(kāi)關(guān)管截止，二極管導通)已完全放完，故有：
 (5)
從而可以推導臨界連續的條件是：
D1+D2=1且每周期開(kāi)始時(shí)的IP=0
故有：
 (6)
其中，Lc為臨界連續的電感值。
代入式(3)有：
 (7)
利用狀態(tài)空間平均法可以建立CCM模式下的反激變換器的小信號模型，如圖2所示。
圖2 CCM模式下的反激變換器的小信號模型
從中可以導出開(kāi)環(huán)輸出阻抗為：
 (8)
其中
由式(8)可以看出，對設計好的Buck-Boost變換器，其輸出阻抗僅為開(kāi)關(guān)管導通比的函數。通過(guò)PWM控制開(kāi)關(guān)管的導通占空比D，就可以控制變換器的開(kāi)環(huán)輸出阻抗。
Droop法均流原理
分布式電源系統并聯(lián)使用的好處是可以實(shí)現電源模塊化和標準化系統設計，可以實(shí)現冗余設計，提高系統的可靠性。但同時(shí)要求并聯(lián)的電源之間采取均流(Current-sharing)措施，以保證并聯(lián)電源模塊之間的電流應力和熱應力均勻分配。
Droop法又叫改變輸出內阻法、斜率控制法、電壓下垂法、外特性下垂法、輸出特性斜率控制法，線(xiàn)路簡(jiǎn)單，易于實(shí)現;均流精度不高，適用于電壓調整率要求不高的并聯(lián)系統。
圖3 開(kāi)關(guān)電源電路模型
圖4 開(kāi)關(guān)電源的輸出曲線(xiàn)
如圖3所示的單個(gè)開(kāi)關(guān)電源，它的輸出特性曲線(xiàn)如圖4所示，其輸出電壓Vo與負載電流Io的關(guān)系為：
 (9)
圖5 兩臺開(kāi)關(guān)電源并聯(lián)的電路模型
當兩臺開(kāi)關(guān)電源按圖5并聯(lián)時(shí)，每個(gè)開(kāi)關(guān)電源的負載電流為：
 (10)
 (11)
其中
圖6 并聯(lián)后開(kāi)關(guān)電源的外特性斜率
從圖6顯見(jiàn)，外特性斜率小(即輸出阻抗小)的電源，分配電流的增長(cháng)量比外特性斜率大的電源增長(cháng)量大。
Droop法實(shí)現均流的主要手段就是利用電流反饋調節每個(gè)變換器的外特性斜率，使并聯(lián)變換器的輸出阻抗接近一致，從而達到輸出均流。
由前文所述，反激電路的輸出阻抗為開(kāi)關(guān)管導通占空比的函數，因此用反激電路實(shí)現Droop法均流的途徑，應該通過(guò)電流檢測信號控制開(kāi)關(guān)管導通占空比來(lái)實(shí)現，或者說(shuō)電流檢測信號要參與PWM控制。
本文用Droop法設計了兩個(gè)12V輸出的并聯(lián)DC/DC變換器，結構如圖7所示，技術(shù)指標要求如下。
圖7 Droop法均流DC-DC設計原理框圖
輸入電壓：17V～32VDC;
輸出電壓：12VDC;
輸出最大功率：30W;
工作頻率：200kHz。
電壓調整率：小于±3%;
負載調整率：小于±3%;
效率：大于70%;
紋波：于70mV。
設計結果
● 負載調整率
本文研究的反激式變換器的輸出方式是離線(xiàn)式設計，而且電壓采樣信號沒(méi)有從輸出端直接采樣，而是采用了磁隔離采樣技術(shù)。這種設計可以不借助啟動(dòng)隔離電 路和隔離驅動(dòng)電路而實(shí)現離線(xiàn)式輸出，線(xiàn)路簡(jiǎn)單，但帶來(lái)的缺點(diǎn)是負載調整率做不到很高。理論上很難把負載調整率做到±5%，有關(guān)文獻介紹這種 設計(輸出12V，電流從0.1～0.3A變化)可以實(shí)現的負載調整率±3%，本設計經(jīng)過(guò)一些有效的措施，使得負載調整率在負載電流從 0.1～1.3A變化時(shí)達到±3%。
變壓器耦合
由于電壓采樣信號是通過(guò)變壓器電壓采樣信號繞組耦合輸出電壓變化信號得到的，故信號耦合的好壞直接影響到輸出電壓負載調整率的好壞。經(jīng)過(guò)反復試驗，得到兩點(diǎn)實(shí)踐經(jīng)驗：
變壓器的繞制采用“三明治”式繞法，即初級繞組先繞一半，再繞次級繞組，繞后再將初級繞組剩余的匝數繞完，將次級繞組包裹在里面，這樣漏感最小，見(jiàn)圖8所示。
圖8 變壓器的繞制方法
輸出繞組和電壓采樣繞組并繞以實(shí)現最佳耦合效果。
工作模式
經(jīng)過(guò)試驗發(fā)現，電路工作模式的不同對負載調整率影響也很大。當電路設計原邊電感較大，工作于連續模式(CCM)時(shí)，使得負載變化引起的電流信號(峰值電感電流)波形斜率比較平(變化率小)，影響輸出電壓負載調整率;而電路工作于不連續模式(DCM)時(shí)，又影響效率。
所以經(jīng)過(guò)反復試驗，電路設計原邊電感適中(變壓器初級匝數調整為6匝)，電路工作于臨界連續模式，結果對輸出電壓負載調整率有一定改善。
電壓采樣信號
試驗中還發(fā)現，減小電壓取樣繞組的輸出阻抗等效于對電壓采樣信號有一定的放大效果，可以一定程度地改善輸出電壓負載調整率，如圖9所示。
圖9 減小電壓取樣繞組的輸出阻抗可改善輸出電壓負載調整率
結論
根據本文的有關(guān)研究和討論，以及結合設計中遇到的實(shí)際問(wèn)題的解決，所設計的單端反激熱備份均流開(kāi)關(guān)電源性能比較好，各項輸出參數見(jiàn)表1。
表1
兩個(gè)并聯(lián)DC-DC變換器的均流結果見(jiàn)圖10。
圖10 兩個(gè)并聯(lián)DC-DC變換器的均流結果
從結果來(lái)看,由于DC/DC1的輸出阻抗小于DC/DC2的輸出阻抗，穩態(tài)調整的結果DC/DC1的輸出電流始終大于DC/DC2 的輸出電流，輸出電流的不平衡度為12.78%左右。
可以通過(guò)串聯(lián)電阻調節DC/DC1的輸出阻抗,能進(jìn)一步降低不平衡度，但這樣一來(lái)輸出效率下降，二來(lái)導致輸出負載調整率增大。
從設計結果看，基本實(shí)現了熱備份DC/DC輸出，整體效率和各項指標比較好地達到了設計要求。 |
