差分驅動(dòng)器基礎知識
目前許多高性能ADC設計均采用差分輸入。全差分ADC設計具有共模抑制性能出色、二階失真產(chǎn)物較少、直流調整算法簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)。盡管可以單端驅動(dòng)，但全差分驅動(dòng)器通�？梢�?xún)?yōu)化整體性能。
差分設計固有的低二階失真產(chǎn)物如下所示。失真產(chǎn)物可以通過(guò)將電路傳遞函數表達為冪級數來(lái)建立模型。
進(jìn)行輸出一般擴展并假設放大器匹配，我們得到：
采用差分輸出：
其中k1、k2和k3為常數。
二次項引起二階諧波失真，三次項引起三階諧波失真，如此等等。在一個(gè)全差分放大器中，奇數階項保留極性，而偶數階項則始終為正。當采取差分時(shí)，偶數階項如等式3所示消除。三階項不受影響。
差分輸入ADC的一種最常用驅動(dòng)方法是使用變壓器。不過(guò)，因為頻率響應必須延伸至直流，許多應用無(wú)法使用變壓器來(lái)驅動(dòng)。這類(lèi)情況就需要使用差分驅動(dòng)器。在A(yíng)DC前面需要明顯信號增益的情況下，差分放大器提供一種不錯的解決方案。盡管提供"無(wú)噪聲"電壓增益，但匝數比大于2的變壓器一般為帶寬和失真問(wèn)題所困擾，在中頻時(shí)尤為明顯。
圖1所示為驅動(dòng)ADC而優(yōu)化的AD813x和ADA493x系列全差分放大器框圖。圖1A顯示內部電路細節，而圖1B顯示等效電路。增益由外部電阻RF和RG設定，共模電壓由VOCM引腳上的電壓設定。內部共模反饋強制VOUT+和VOUT–輸出保持平衡，即在兩個(gè)輸出端的信號根據等式幅值始終相等，但相位相差180°。
圖1:AD813x、AD493x差分ADC驅動(dòng)器功能框圖及等效電路。
AD813x和ADA493x用兩個(gè)反饋環(huán)路，來(lái)分開(kāi)控制差分輸出電壓和共模輸出電壓。外部電阻設定的差分反饋只控制差分輸出電壓。共模反饋控制共模輸出電壓。這種架構方便在電平轉換應用中任意設定輸出共模電平。內部共模反饋強制其等于VOCM輸入上施加的電壓，而不影響差分輸出電壓。其結果是近乎完美的平衡差分輸出，在寬廣的頻率范圍內其幅度完全相同，相位相差180°。該電路可配合差分或單端輸入使用，且電壓增益等于RF與RG之比。
該電路可使用圖2中所歸納的假設和程序來(lái)分析。如同運算放大器電路直流分析的情況，我們可以先假設流入反相和同相輸入的電流為零（即輸入阻抗相對反饋電阻值較高）。第二個(gè)假設為反饋強制同相和反相輸入電壓相等。第三個(gè)假設為輸出電壓相位相差180°并在VOCM兩側對稱(chēng)。
圖2:差分放大器電平分析
該線(xiàn)路接收器為一個(gè)AD8130差分接收器，具有一種稱(chēng)為"有源反饋"的獨創(chuàng )架構，可在10MHz時(shí)實(shí)現約70 dB的共模抑制。對于增益1,AD8130的3dB帶寬約為270 MHz.
AD8130利用兩個(gè)相同的跨導（gm）級，其輸出電流在高阻抗節點(diǎn)處加總，然后緩沖至輸出端。兩個(gè)gm級的輸出電流必須相等，符號相反，因此各自輸入電壓也必須相等，符號相反。
差分輸入信號接入其中一級（GM1），而負反饋則如同常規運算放大器接入至另一級（GM2）。
增益等于1 + R2/R1.GM1級因此為端接雙絞線(xiàn)提供一個(gè)真正平衡的輸入，以獲得最佳的共模抑制。
一系列三路驅動(dòng)器用于在5類(lèi)電纜上驅動(dòng)RGB,例如AD8133、AD8134、AD8146、AD8147、 AD8148.
也可提供相應的三路接收器，包括AD8143和AD8145.AD8123（三路）和AD8128（單路）接收器也包括可調節線(xiàn)路均衡。
應用示例：ADA4937-1差分放大器驅動(dòng)AD6645 14位80/105MSPS ADC
AD813x和ADA493x系列差分驅動(dòng)器適用于直流或交流耦合應用，其中電壓增益1至4（0 dB至12 dB），頻率高達約100 MHz（取決于該系列的特定成員）。它們特別適合用作低失真直流耦合單端至差分轉換器以驅動(dòng)差分輸入ADC.VOCM特性可用于電平轉換雙極性信號以匹配ADC的共模輸入電壓。直流驅動(dòng)器的電路分析細節和電阻值挑選在MT-xxx中給出。還提供ADIsimDi Amp設計工具以方便這類(lèi)設計。
ADA4937-1是最新系列差分放大器之一，針對+5 V單電源特殊優(yōu)化。圖5顯示它用作一個(gè)電平轉換器以驅動(dòng)AD6645 14位80/105 MSPS ADC.（ADA4939-1是一個(gè)針對電壓增益 2而優(yōu)化的類(lèi)似器件）。
圖5:ADA4937-1在+5 V直流耦合應用中驅動(dòng)AD6645
現在將在信號擺幅和共模電平方面對圖5所示電路進(jìn)行細致分析。為確保所有電壓落入器件規定的允許范圍內，這一步必不可少。
AD6645利用一個(gè)2.2 V p-p差分信號操作，共模電壓為+2.4 V.這意味著(zhù)ADA4937的每個(gè)輸出必須在1.85 V和2.95 V之間擺動(dòng)，即在+5 V單電源運行的ADA4937-1的輸出驅動(dòng)能力范圍內。
輸入信號因此必須在1.025 V和1.575 V之間擺動(dòng)，落入在+5 V單電源運行的ADA4937-1的允許輸入范圍內。
電路輸入由一個(gè)50 來(lái)源驅動(dòng)。在單端配置中"自舉式"輸入阻抗約為267Ω 。61.5Ω 輸入終端電阻與267Ω增益設定電阻并聯(lián)使得整體阻抗約為50 Ω。注意，228 Ω電阻是與反相輸入串聯(lián)插入的。這是為了匹配同相輸入的凈阻抗（200 Ω + 61.5 Ω||50 Ω= 200 Ω+ 28 Ω= 228Ω）。
沒(méi)有此額外28Ω匹配電阻與最初200Ω增益設定電阻串聯(lián)，不平衡源阻抗會(huì )導致一個(gè)不必要的差分失調電壓出現在輸出端上。
底部增益設定電阻從200Ω增加至228Ω需要反饋電阻增加至207Ω以便保持增益1.實(shí)際上，最近標準1%電阻會(huì )代替計算值。ADIsimDi Amp設計工具用來(lái)方便這類(lèi)設計并計算特定增益和源阻抗的所需電阻值。該工具還檢查是否違反差分放大器的輸入和輸出共模范圍限制。
ADA4937-1的輸出噪聲電壓頻譜密度只有5 nV/√Hz.該值包括反饋和增益電阻的貢獻并適用于G = 1.這在A(yíng)D6645的輸入帶寬（270 MHz）上積分，產(chǎn)生103 V rms的輸出噪聲。這對應于放大器所引起的77.6 dB SNR.注意，由于沒(méi)有任何外部噪聲濾波器，積分必須在A(yíng)DC的完整輸入帶寬上。
AD6645的SNR為75 dB,對應于138μV rms的輸入噪聲。由于運算放大器（103μV）和ADC（138μV）所引起的組合噪聲為172μV,產(chǎn)生73 dB的整體SNR.
如果不需要AD6645的完整帶寬，可通過(guò)選擇適當的C值來(lái)增加一個(gè)單極降噪濾波器。
適合中頻應用的寬帶交流耦合ADC驅動(dòng)器
在圖6所示的示例中，我們數字分析了AD9445 14位125MSPS ADC的寬帶信號，希望盡量保留ADC輸入帶寬。因此沒(méi)有任何中間級噪聲濾波器。
圖6:AD8352 2GHz 差分放大器驅動(dòng)AD944514位 125MSPS ADC
在100 MHz時(shí)，AD9445輸入帶寬為615 MHz,SFDR為95 dBc.對于驅動(dòng)器，我們挑選了AD8352 2 GHz帶寬差分放大器，因為其電阻可編程增益范圍為3 db至21 dB.該放大器還具有低噪聲（對于10 dB增益設置，等效輸入噪聲為2.7 nV/ Hz）、低失真（100 MHz時(shí)82 dBc HD3 ）。帶寬要求的更低端約為10 MHz.
圖6所示為在寬帶應用中利用2 GHz AD8352驅動(dòng)AD9445的最佳電路配置。巴倫將單端輸入轉換為差分以驅動(dòng)AD8352.盡管可配置AD8352以接受一個(gè)單端輸入（見(jiàn)AD8352數據手冊），但如果按圖所示以差分驅動(dòng)，則獲得最佳的失真性能。選擇CD/RD網(wǎng)絡(luò )是為了優(yōu)化AD8352的三階交調性能。這些值是基于所需增益而選擇并在數據手冊中給出。
該電路對于105 MSPS采樣的98.9 MHz輸入信號產(chǎn)生83 dBc的SFDR.
G = 10時(shí)AD8352的輸出噪聲頻譜密度為8.5 nV/ Hz.由于沒(méi)有任何輸入濾波器，這必須在A(yíng)D9445的整個(gè)615 MHz輸入帶寬上積分。組合放大器和ADC的SNR為67 dB.
即使外部反饋網(wǎng)絡(luò )（RF/RG）不匹配，內部共模反饋環(huán)路仍將強制輸出保持平衡。每個(gè)輸出端的信號幅度保持相等，相位相差180°。輸入到輸出的差模增益變化與反饋的不匹配成比例，但輸出平衡不受影響。外部電阻的比例匹配誤差會(huì )導致電路抑制輸入共模信號的能力降低，非常類(lèi)似于使用常規運算放大器制成的四電阻差動(dòng)放大器。
而且，如果輸入和輸出共模電壓的直流電平不同，匹配誤差會(huì )導致一個(gè)細小的差模輸出失調電壓。對于G = 1,具有一個(gè)地基準輸入信號且針對2.5 V設定輸出共模電平的情況，如果使用1%容差電阻，則可產(chǎn)生高達25 mV的輸出失調（1%共模電平差）。由于2.5 V電平轉換，1%容差的電阻將導致一個(gè)約40 dB的輸入CMR（最差情況）、25 mV的差模輸出失調（最差情況），不會(huì )對輸出平衡誤差造成明顯惡化。
如圖2所示電路的有效輸入阻抗（在V IN+和V IN–端）取決于放大器是由單端信號源驅動(dòng)，還是由差分信號源驅動(dòng)。對于平衡差分輸入信號，兩個(gè)輸入端（V IN+和V IN– ）之間的輸入阻抗（R IN,dm ）為：
若為單端輸入信號（例如，若V IN–接地，輸入信號接入V IN+ ），輸入阻抗則為：
該電路的單端輸入阻抗高于作為反相放大器連接的常規運算放大器，因為一小部分差分輸出電壓在輸入端表現為共模信號，從而部分增加了輸入電阻RG兩端的電壓。
圖3所示為AD813x差分放大器的一些可能配置。圖3A為標準配置，其中利用兩個(gè)反饋網(wǎng)絡(luò )，分別表現為反饋系數 1和 2.另需注意，各反饋系數可能為0與1之間的任意數。
圖3:差分放大器的一些配置
圖3B顯示在 V OUT–至V+之間無(wú)任何反饋的配置，即 1 = 0.在這種情況下， 2決定反饋至V–的V OUT+量值，且除了有額外的互補輸出外，電路類(lèi)似于同相運算放大器。因此，整體增益是同相運算放大器的兩倍，或2 × （1 + RF2/RG2）或2 × （1/ 2）。
圖3C顯示 1 = 0且 2 = 1的電路。該電路特別提供無(wú)電阻增益2.
圖3D顯示 2 = 1的電路，而 1則由RF1和RG1決定。此電路的增益始終小于2.
最后，圖3E的電路 2 = 0,除V OUT+端的額外互補型輸出外，極其類(lèi)似于常規反相運算放大器。
差分驅動(dòng)器/接收器應用
AD813x/ADA493x系列也非常適用于平衡差分線(xiàn)路驅動(dòng)，如圖4所示，其中AD8132驅動(dòng)一根100 雙絞線(xiàn)。AD8132配置成一個(gè)增益為2的驅動(dòng)器，說(shuō)明來(lái)源和負載端接電纜所引起的2倍損耗。在此配置下，AD8132的帶寬約為160 MHz.
圖4:高速差分線(xiàn)路驅動(dòng)器、線(xiàn)路接收器應用 |
