便攜式消費類(lèi)電子產(chǎn)品的深入發(fā)展對電源的要求越來(lái)越高，電流模DC—DC轉換器具有輸入范圍寬、轉化效率高、輸出功率大等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應用于智能手機，PDA等便攜式電子產(chǎn)品中。由于這些移動(dòng)設備的功能的不斷豐富，要求負載電流的動(dòng)態(tài)范圍也越來(lái)越大，這就對供電電源的穩定性提出了更高的要求。

近年來(lái)，許多改善電流模DC—DC瞬態(tài)響應方案被提出。例如文獻提出在補償電路引入新的零點(diǎn)和極點(diǎn)來(lái)抵消控制環(huán)路的零極點(diǎn)。雖然文中的轉換器獲得了足夠的相位裕度，但這種設想并沒(méi)有得到實(shí)驗的驗證。文獻提出了一種針對線(xiàn)性穩壓器的零極點(diǎn)跟蹤頻率補償，但由于控制策略不同，這種方法并不適合脈沖寬度調制(PWM)的控制環(huán)路。文獻提出了一種數字控制方案，但設計芯片的模數轉換部分開(kāi)銷(xiāo)較大。本文在分析電流模Buck型DC—DC環(huán)路穩定性的基礎上提出了一種新穎的控制策略。用采樣電路采樣電感電流，將所得值與一系列基準電壓進(jìn)行比較，所得比較結果控制誤差放大器輸出級和補償電阻。這樣就實(shí)現了系統的主極點(diǎn)和主零點(diǎn)動(dòng)態(tài)地隨負載電流調整。

1 電流模Buck型DC—DC環(huán)路穩定性分析

從圖1中Buck型DC—DC的拓撲結構來(lái)看，輸入電壓Vin到輸出電壓Vout之間經(jīng)歷了一個(gè)LC濾波網(wǎng)絡(luò )。假設電感和電容是理想情況，得出該濾波網(wǎng)絡(luò )的傳輸函數

由等式(2)可見(jiàn)LC濾波網(wǎng)絡(luò )存在共軛雙極點(diǎn)。小信號時(shí)，電流流經(jīng)該濾波器會(huì )在共軛雙極點(diǎn)處發(fā)生180°相移，從而導致系統振蕩。

DC—DC控制方式分為電壓模和電流模兩種。電壓�？刂品绞竭m用于高頻系統中，抗噪性好。但電壓�？刂品绞降娜秉c(diǎn)是環(huán)路補償復雜，且系統的瞬態(tài)響應差。電流�？刂品绞绞窃谠�電壓控制環(huán)的基礎上添加了一個(gè)電流控制環(huán)，實(shí)現雙環(huán)控制。用采樣電路對電感電流進(jìn)行峰值采樣，將采樣的結果與誤差放大器的補償端進(jìn)行比較，比較結果用于調節開(kāi)關(guān)信號的占空比，實(shí)現系統穩定的輸出。由于調整信號沒(méi)有經(jīng)過(guò)LC濾波器，避免了LC濾波器的共軛雙極點(diǎn)帶來(lái)的困擾。

通過(guò)對圖1進(jìn)行小信號建模得出，在忽略輸出電容寄生效應的前提下，要使系統輸出穩定，必須在補償模塊中出現一個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)，其中極點(diǎn)盡可能靠近原點(diǎn)，零點(diǎn)用于補償位于輸出級的極點(diǎn)，從而使整個(gè)系統成為一個(gè)穩定的單極點(diǎn)系統。圖2所示的由誤差放大器和電阻電容組成的補償網(wǎng)絡(luò )可以實(shí)現這一要求。圖2(b)為圖2(a)的小信號模型。

其中，r0為誤差放大器的輸出阻抗;RCCc為補償電阻和補償電容;AV為運放開(kāi)環(huán)增益。添加補償網(wǎng)絡(luò )后，系統的頻率響應曲線(xiàn)如圖3所示。誤差放大器將ωp1往前推，作為主極點(diǎn)。同時(shí)引入了一個(gè)零點(diǎn)ωz，補償了位于次主極點(diǎn)損失的相位裕度，使系統成為一個(gè)穩定的單極點(diǎn)系統。ωp2為位于輸出端的次主極點(diǎn)。由負載電阻和輸出電阻決定。

2 改進(jìn)的誤差放大器設計

在電流模Buck型DC—DC系統中，誤差放大器作為反饋回路檢測輸出負載變化的信息，并反映到系統中去。從式(4)得到誤差放大器的輸出阻抗，確定系統主極點(diǎn)的位置，從而得出環(huán)路的瞬態(tài)響應。

當要求系統的負載電流變化范圍較大且較快速時(shí)，通常設置的零極點(diǎn)由于不能隨著(zhù)負載電流的變化而做出調整，使系統的帶寬被限定在某一固定值，從而影響系統的瞬態(tài)響應。設想如果系統的零極點(diǎn)位置隨著(zhù)負載電流的變化而動(dòng)態(tài)調整時(shí)，系統的相位裕度就會(huì )較固定，從而改善系統在負載電流變化情況下的瞬態(tài)響應。

圖3為設計的誤差放大器，采用常用的OTA結構。M1、M2為運放的差分輸入端，M3、M4，M5、M6為共源共柵結構作為輸出端以提高運放第一級的增益。M7、M8，M9、M10，為第二級共源共柵的輸入，M11、M12，M13、M14為第二級負載。M15、M16，為運放的偏置電流。虛線(xiàn)框內為選擇性添加的電路。例如，當開(kāi)關(guān)S1導通時(shí)，S1所在的支路則添加到右邊電路中。S1的導通與關(guān)斷由圖4給出。

當開(kāi)關(guān)S1，S2，…，Sn均關(guān)斷時(shí)，運放的輸出阻抗為

3 開(kāi)關(guān)控制邏輯設計

誤差放大器中控制開(kāi)關(guān)的導通實(shí)現了系統零極點(diǎn)的動(dòng)態(tài)調整。而開(kāi)關(guān)何時(shí)導通則由電感電流幅度決定。

該控制電路主要由比較器和邏輯驅動(dòng)電路構成。Vsense為采樣的電感電流轉換成的電壓，其反映了電感電流的變化。Buck型DC—DC轉換器中電感電流的平均值等于負載電流，本文檢測電感電流相當于檢測了負載電流。Vref_1，Vref_2，…，Vref_n。為門(mén)限電壓，Vref_1Vref_1，但>Vref_2時(shí)，比較結果通過(guò)邏輯驅動(dòng)產(chǎn)生S1導通信號。當采樣電流Vsense>Vref_1和Vref_2，但>Vref_3時(shí)，產(chǎn)生S2導通信號，以此類(lèi)推，實(shí)現了誤差放大器的輸出阻抗和補償電阻，負載電流的變化而調整。

4 測試結果

采用以上結構的電流模Buck型DC—DC基于某廠(chǎng)家0.5μm標準CMOS工藝進(jìn)行流片。并在以下條件下測試：片外電感L=5.6μH，輸出電容Cout=47μF，輸入電壓Vin=12 V，輸出電壓Vout=3.3 V，負載電流Iout=1.5 A，室溫25℃。圖6(a)所示，當負載電流Iout由1.5 A跳變到3 A時(shí)，輸出電壓的上沖或下沖約為100 mV。圖6(b)所示為采用此結構誤差放大器的DC—DC在同等條件下的測試圖，此時(shí)上沖或下沖約為50 mV�？梢�(jiàn)使用該電路結構的誤差放大器明顯改善了當負載電流跳變時(shí)的瞬態(tài)響應。

5 結束語(yǔ)

設計了一種誤差放大器，其輸出級電路和補償電阻均采用自適應的方式，實(shí)現了隨著(zhù)負載電流的變化而自動(dòng)調整。實(shí)現了環(huán)路的動(dòng)態(tài)補償，提高了系統的瞬態(tài)響應。電路的調整由開(kāi)關(guān)控制電路實(shí)現，將采樣所得的電流與門(mén)限電壓相比較產(chǎn)生修調信號。測試結果顯示，該設計提高了系統的瞬態(tài)響應。